Parti 1 e 2 - Elettronica.ingre

ELETTRONICA INDUSTRIALE
CL in Ingegneria
g g
Meccatronica
Prof. Ing. Giovanni Verzellesi
E-mail: [email protected]
Ufficio: c/o DISMI – Pad. Morselli
Tel.: 0522-522605
1
Informazioni utili
•
•
Ricevimento: mercoledì, ore 16-18, presso DISMI, Pad. Morselli.
Testi consigliati:
1.
2.
•
•
A.R. Hambley “Electronics – 2nd Ed.” Prentice Hall, 2000, ISBN 0-13-691982-0
(Cap. 10, 11, 12 – testo usato anche per il corso Elettronica).
N. Mohan, T. Undeland. W. Robbins, “Elettronica di potenza”, Hoepli, 2005,
ISBN 88-203-3428-3, €34,00 (Cap. 1, 2, 5, 6 – testo usato anche per il corso
Convertitori Elettronici di Potenza).
Altro materiale:
1.
2.
Appunti delle lezioni.
Lucidi di ausilio alle lezioni: disponibili sul sito www.elettronica.ingre.unimore.it
–
–
–
Iscrizione all’esame attraverso esse3.
Prova scritta: esercizi + teoria.
Registrazione attraverso esse3
esse3.
Modalità di esame:
2
1
Programma del corso
•
•
•
•
Introduzione
Filtri analogici.
g
Convertitori A/D e D/A.
Interruttori di potenza a
semiconduttore.
• Raddrizzatori a diodi non
controllati.
• Raddrizzatori controllati.
• Regolatori di tensione
tensione.
Alimentatori.
• Collegamenti fra dispositivi e
apparecchiature.
• Case studies.
3
Parte 1
Introduzione
4
2
Sistemi elettronici
Controllo
Sensori
Condizionamento,
ADC
Condizionamento,
DAC
Attuatori
Elaborazione
μC, PLC
HW - SW
5
Esempio: sistemi elettronici
per automotive
• Un sistema elettronico per automotive può essere
composto di:
– Servo attuatori con sensori di posizione, pressione,
accelerazione…
– Circuito idraulico / elettronico / meccanico
– Human Interface Unit (con force feedback…)
– Sistemi di controllo elettronico fault tolerant
– Bus di comunicazione fault tolerant
• Vincoli realizzativi molto forti imposti dalle specifiche
automotive.
6
3
Sistemi elettronici
per automotive
• Nelle applicazioni automotive:
– 90% dell
dell’innovazione
innovazione è nell’Elettronica
nell Elettronica (in maggior parte
software, ma anche hardware).
– Fino al 2010 le funzioni elettroniche nell’auto cresceranno di più
del 10% all’anno.
– Oggi: 20-25% del costo di produzione per l’elettronica; nel 2010
sarà il 35-40%.
7
8
4
9
L’elettronica applicata all’automotive
non riguarda più soltanto il motore e gli
organi di trasmissione, ma comprende
anche i navigatori satellitari, gli airbag,
i climatizzatori; si prevede che in futuro
i sistemi elettronici andranno a
costituire
tit i il 90% delle
d ll innovazioni
i
i i nell
settore, portando la quota di valore
dell’elettronica sul totale
dell’automobile al 40% nel 2010.
Per far fronte al bisogno crescente di
potenza nei veicoli di domani si sta
pensando di affiancare alle rete 14V
una seconda da 42V.
10
5
Perché i computer per l’automobile
•
•
•
•
•
•
Complessi
p
sistemi di controllo
del motore per il controllo
delle emissioni, dei consumi,
…
Diagnostica avanzata
Semplificazione della
progettazione e della
fabbricazione delle auto
Riduzione dei cablaggi
Nuove richieste per la
sicurezza
Nuove richieste per il comfort
11
Controllo del motore – 1
• Le nuove leggi sulle emissioni
impongono un controllo
sofisticato delle miscele
aria/carburante, al fine di
rendere possibile
l’abbattimento di agenti
nocivi nella marmitta
catalitica. Non è più possibile
progettare un motore senza
un microcontrollore.
microcontrollore
The computer from a Ford Ranger
12
6
Controllo del motore – 2
• Il controllo del motore è il
compito più gravoso per il
processore nell’auto. L’ECU
(Engine Control Unit) contiene
di solito il processore più
potente. L’ECU implementa i
controlli ad anello chiuso per la
gestione delle emissioni e dei
consumi del motore (oltre ad
altri parametri)
parametri).
• Raccogliendo informazioni da
dozzine di sensori differenti
(temperatura dei liquidi di
raffreddamento, percentuale di
ossigeno nei gas di scarico, …)
e applicando complicati modelli
matematici, l’ECU riesce a fare
una serie di operazioni e di
confronti con look-up table per
poi gestire l’iniezione
l iniezione,
l’accensione delle candele, ecc.
13
Controllo del motore – 3
• Una ECU può contenere un
processore a 32-bit, 40
MHz. Il codice che gira è
ottimizzato per occupare
poca memoria. Il
processore è assemblato in
un circuito stampato
multistrato insieme a
centinaia di altri
componenti
componenti.
The pins on this connecter interface with
sensors and control devices all over the car.
14
7
Dentro la “scatola” – 1
• Convertitori Analogico Digitali • Uscite digitali di potenza: l’ECU ha
il compito
((ADC)): leggono
gg
le uscite di
p di accendere le candele,,
alcuni sensori nell’auto, come
aprire e chiudere gli iniettori,
ad esempio i sensori di
accendere e spegnere le ventole di
ossigeno. L’uscita di un
raffreddamento. Questi compiti
sensore di ossigeno è
sono gestiti con segnali digitali
tipicamente un segnale
(ON/OFF, H/L). Per esempio,
analogico tra 0 e 1.1 V. Il
l’uscita deve fornire 12V e 0.5A
convertitore lo “traduce” in un
quando la ventola è accesa, 0V
valore
l
digitale
di it l a 10-bit.
10 bit
quando
d è spenta.
t Il segnale
l
digitale di uscita è come un relé. Il
micro non è in grado di fornire la
potenza necessaria. Comanda solo
i circuiti di potenza in uscita.
15
Dentro la “scatola” – 2
• Convertitori Digitali Analogico
((DAC)): a volte le uscite
necessarie a comandare
qualche parte del motore sono
analogiche; il micro fornisce in
uscita un segnale digitale che
deve essere convertito in
analogico.
• Circuiti di condizionamento:
servono ad adattare i livelli dei
segnali tra le diverse parti
dell’ECU.
• Chip di comunicazione:
implementano i vari standard di
comunicazione tra l’ECU e altre
centraline. Ci sono diversi
standard, e uno dei più usati è
ora il CAN (Controller Area
Network), fino a 500kbits per
sec (Kbps). Il bus CAN è bifilare
(cioè basato su segnali
differenziali).
16
8
Sensori intelligenti – 1
•I sensori intelligenti cominciano a
comparire sul mercato. È una nuova
t
tecnologia
l i che
h permette
tt di fornire
f i
sensori di dimensioni molto ridotte
collegati con una parte elettronica
che produce già una prima
elaborazione del segnale.
•Ad esempio, un sensore di pressione
tradizionale produce una tensione di
uscita variabile che dipende dalla
pressione applicata,
applicata che non è
lineare, che dipende dalla
temperatura e che è di basso livello.
•Alcuni costruttori cominciano a
fornire smart sensor che sono
i t
integrati
ti con tutta
t tt l’l’elettronica
l tt i e con
un microcontrollore che legge la
tensione, la calibra usando delle
curve di compensazione della
temperatura e fornisce un’uscita
digitale sul bus di comunicazione.
•In questo modo il costruttore di auto
non è tenuto a sapere tutti i dettagli
di come funziona il sensore
sensore, etc etc
etc…
e comunque sa di poter ottenere un
risultato corretto.
17
Sensori intelligenti – 2
• Un altro vantaggio degli smart
sensor è che la loro uscita
digitale che viaggia sul bus è
meno sensibile ai disturbi
elettrici. I segnali analogici
sono più sensibili ai disturbi…
• I bus di comunicazione e il
microprocessore aiutano anche
a semplificare e ridurre i
cablaggi attraverso opportune
cablaggi,
tecniche di multiplexing.
• Non si presenta più la situazione
in cui ad ogni dispositivo
corrisponde
i
d un cavo di controllo
ll
e/o attuazione. Es. nel “blocco
portiera” i segnali sono
multiplexati alla centralina che
attiva poi i vari dispositivi di
uscita.
18
9
Sistemi embedded – 1
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Anti-lock brakes
Auto-focus cameras
Automatic teller machines
Automatic toll systems
Automatic transmission
Avionic systems
Battery chargers
Camcorders
Cell phones
Cell-phone base stations
Cordless phones
Cruise control
Curbside check-in systems
Digital cameras
Disk drives
Electronic card readers
Electronic
l
instruments
Electronic toys/games
Factory control
Fax machines
Fingerprint identifiers
Home security systems
Life-support systems
Medical testing systems
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Modems
MPEG decoders
Network cards
Network switches/routers
/
On-board navigation
Pagers
Photocopiers
Point-of-sale systems
Portable video games
Printers
Satellite phones
Scanners
Smart ovens/dishwashers
Speech recognizers
Stereo systems
Teleconferencing systems
Televisions
Temperature controllers
Theft tracking systems
TV set-top boxes
VCR’s, DVD players
Video game consoles
Video phones
Washers and dryers
19
Sistemi embedded – 2
MCF5272 Coldfire board with
Bluetooth connectivity
• Motorola Coldfire 5272
(32 bit,, 2.1 Mips,
p , 66 MHz)
• Internal RAM 1Kx32
• Internal ROM 2Kx32
• Cache: Program 256x32 Internal
• 4MB SDRAM Memory
• 2MB Flash Memory
• USB
• I2C Port
• High speed RS232
• Ethernet
Eth
t 10/100
• PWM: up to 3 channels 8 bit
• Reconfigurable GPIO (40)
• Bluetooth transceiver Mitsumi
WML-C11 (Class 1-15dbm Max)
• GPS module
SDRAM
BLUETOOTH
TRANSCEIVER
USB
RS232
4MB (1MBx32)
FLASH
ETHERNET
10/100
2 MB
PWM
CONTROL
G.P.I.O.
20
10
Sistemi embedded – 3
Steer-by-wire
•
•
•
Il volante è solidale ad un motore
elettrico che deve sia trasmettere i
dati di sterzata alla centralina che
trasmettere la sensazione di guida
all’utente.
L’attuazione della sterzata avviene
attraverso un sistema
elettroidraulico (ad es.)
comandato dalla centralina.
centralina
La centralina comunica con il
volante e con l’elettrovalvola su
una rete fault-tolerant.
21
Alimentazione di un computer laptop
22
11
Alimentazione di un veicolo elettrico
23
Parte 2
Condizionamento dei segnali:
a. [ Amplificazione lineare (già
à nel corso
Elettronica) ]
b. Filtraggio – cap. 11 Hambley
c. Conversione AD e DA – cap. 12 Hambley
24
12
Filtri
25
Segnali
• Che cos’è un segnale?
– Un segnale è una qualunque grandezza fisica variabile cui è
associata una informazione.
– Il modo più conveniente per caratterizzare, studiare ed elaborare
un segnale passa attraverso la schematizzazione dello stesso
come una funzione matematica di una o più variabili.
(t tt d
(tratto
da llezioni
i i di F
F. P
Pancaldi)
ldi)
26
13
Filtraggio
• Ci sono circuiti attivi e passivi che modificano il loro
p
al variare della frequenza.
q
comportamento
• La dipendenza dalla frequenza della risposta del circuito
è determinata dalla presenza di componenti reattivi.
• Un quadripolo che, nella trasmissione dei segnali dai suoi
terminali di ingresso a quelli di uscita, presenti
caratteristiche selettive, ovvero discriminatorie
relativamente alla frequenza, viene detto FILTRO.
• Tutti
T tti i circuiti
i iti hanno
h
un loro
l
caratteristico
tt i ti
comportamento in frequenza e danno luogo ad un
effetto filtrante. I filtri sono circuiti realizzati apposta per
questo.
27
Applicazioni dei filtri
• Attenuazioni dei disturbi, del rumore e delle distorsioni
sovrapposti al segnale utile e generati dalle imperfezioni
dei canali e delle tecniche di trasmissione utilizzati nelle
telecomunicazioni.
• Separazione di 2 o + segnali trasmessi sullo stesso
canale.
• Elaborazione dei segnali nel campo della riproduzione
HI FI
HI-FI.
• Ricostruzione dei segnali ottenuti con tecniche digitali.
28
14
29
Frequenze di taglio (a –3dB)
• In un circuito avente comportamento dipendente dalla
frequenza si definiscono frequenze di taglio quei valori
di frequenza in corrispondenza ai quali il modulo della
funzione di trasferimento subisce una diminuzione di 3dB
rispetto al valore assunto nella banda di lavoro (ovvero
in corrispondenza della quale il modulo della funzione di
trasferimento risulta √2 volte minore rispetto al valore
assunto dalla banda di lavoro).
30
15
Classificazione dei filtri – 1
• Si possono classificare i filtri secondo:
– campo di frequenza che lasciano passare o rigettano;
– ordine;
– guadagno di tensione o potenza.
31
Campo di frequenza di lavoro - 1
• Filtri passa basso (low pass - LP):
– circuiti che danno luogo a una fdt in modulo pressoché costante al crescere
della frequenza del segnale di ingresso dalla continua verso valori via via +
elevati;
l
ti vii è una frequenza
f
di ttaglio
li f2 in
i corrispondenza
i
d
della
d ll quale
l il
modulo della fdt inizia a decrescere con pendenza più o meno ripida,
tendendo ad annullarsi. La banda passante (pass band) va dalla continua
fino alla frequenza di taglio, cioè B=f2. La banda attenuata o banda
opaca (stop band) va da f2 a ∞.
32
16
Campo di frequenza di lavoro - 2
• Filtri passa alto (high pass - HP):
– danno luogo a una fdt di modulo pressoché costante al di
sopra di una frequenza di taglio f1 e pressoché nullo al di
sotto. La banda
b d passante va dalla
d ll frequenza
f
di
d taglio
l
all’infinito, cioè B=∞. La banda opaca va da 0 a f1.
33
Campo di frequenza di lavoro - 3
• Filtri passa banda (pass band - PB):
– danno luogo ad una fdt di valore pressoché costante tra 2
f
frequenze
d
di taglio
l f1 e f2, mentre ill modulo
d l tende
d ad
d
annullarsi per frequenze poste all’esterno di tale intervallo.
La banda passante è: B=f2-f1.
34
17
Campo di frequenza di lavoro - 4
• Filtri elimina (o escludi) banda (band rejection - BR):
– danno luogo a una fdt di valore pressoché costante al di
fuori dell’intervallo delle frequenze di taglio f1 e f2, mentre
il modulo della fdt tende ad annullarsi entro lo stesso
intervallo. Le bande passanti di questi circuiti valgono:
B1= f1
banda passante inferiore
B2= ∞- f2 banda passante superiore
l’intervallo Bo= f2 - f1 è la banda opaca
35
Filtri reali
36
18
Ordine del filtro
• L’ordine dei filtri è definito dal numero dei poli della
funzione di trasferimento (fdt).
37
Filtri passivi e attivi – 1
• Il guadagno di tensione (e/o di potenza) dipende
dalla presenza o dall
dall’assenza
assenza di elementi attivi
all’interno del filtro.
• E’ evidente che un circuito contenente componenti
RLC, ma privo di elementi attivi, dà luogo ad un
segnale di uscita caratterizzato da una potenza
inferiore a quella posseduta dal segnale di ingresso; in
questo caso il filtro si dice passivo.
38
19
Filtri passivi e attivi – 2
• Se invece nel circuito è presente un amplificatore, è
possibile che il segnale di uscita sia in rapporto di
tensione o potenza ≥1 con quello di ingresso; in questo
caso si ha un filtro attivo.
39
Effetto sulla fase?
• Finora si è trascurato l’effetto della frequenza sulla fase.
• Si osservi però che una modifica del modulo della fdt è
sempre legata anche ad una modifica della fase del
segnale di uscita rispetto a quello di ingresso.
• Ci sono anche circuiti che operano come filtri di fase
(o passa tutto), che modificano la fase tra il segnale di
out e quello di in senza intervenire in modo rilevante sul
modulo
modulo.
40
20
Filtri del 1° ordine – 1
H ( s) = α
s + z1
s + p1
41
Filtri del 1° ordine – 2
42
21
Filtri del 1° ordine – 3
Pendenza di 20
dB/dec nella
transizione tra
banda passante e
banda attenuata.
43
Filtri del 2° ordine
H ( s) =
αs 2 + β s + γ
ω
s 2 + n s + ωn2
Forma biquadratica
Q
Nel caso di poli complessi
coniugati (Q>1/2):
p1, 2 = −
ωn
2Q
± jω n 1 −
1
4Q 2
44
22
Filtri LP del 2° ordine
H (s ) =
s2 +
γ
ωn
Q
s + ωn2
45
Filtri HP del 2° ordine
H ( s) =
s2 +
αs 2
ωn
Q
s + ωn2
ωn
1−
1
2Q 2
46
23
Filtri BP del 2° ordine
H ( s) =
s2 +
βs
ωn
Q
s + ωn2
47
Circuito LC parallelo
48
24
Circuito RLC parallelo – 1
Figure 11.25 Parallel resonant circuit.
49
Circuito RLC parallelo – 2
50
25
Circuito RLC serie – 1
Figure 11.17 Series resonant circuit.
51
Circuito RLC serie – 2
Figure 11.18a Voltage transfer function for the series resonant circuit.
52
26
Circuito RLC serie – 3
Figure 11.18b Voltage transfer function for the series resonant circuit.
53
Circuito RLC serie – 4
Figure 11.19 Normalized impedance of the series resonant circuit.
54
27
Circuito RLC serie – 5
B=
ωn
Q
Figure 11.20 Bandwidth and half-power frequencies for the series resonant circuit.
55
Circuito RLC serie – 6
• Ingresso:
• Uscita:
56
28
Circuito RLC serie – filtro LP
57
Circuito RLC serie – filtro HP
C
R
Vs
L
ωn
1−
1
2Q 2
58
29
Partitore di impedenze
Vout ( s )
ZP
=
Vin ( s ) Z P + Z S
59
60
30
Filtro LP di Sallen e Key
61
Filtro HP di Sallen e Key – 1
62
31
Filtro HP di Sallen e Key – 2
63
Filtro BP di Sallen e Key – 1
64
32
Filtro BP di Sallen e Key – 2
65
Filtro BP di Delyiannis e Friend – 1
66
33
Filtro BP di Delyiannis e Friend – 2
67
Filtro BP di Delyiannis e Friend – 3
68
34
Filtro BP di Delyiannis e Friend – 4
69
Filtro BP di Delyiannis e Friend – 5
70
35
Filtri del 2° ordine basati su integratori – 1
71
Filtri del 2° ordine basati su integratori – 2
KHN biquad
72
36
Filtri del 2° ordine basati su integratori – 3
Tow-Thomas biquad
73
Filtri del 2° ordine basati su GIC – 1
Circuito GIC
(General
Impedance
Converter)
Z in =
Z1 Z 3
Z5
Z2Z4
74
37
Filtri del 2° ordine basati su GIC – 2
Simulatore di
induttanza
Z in = RX RY sC
75
Filtri del 2° ordine basati su GIC – 3
Filt HP
Filtro
76
38
Filtri del 2° ordine basati su GIC – 4
Supercondensatore
Z in =
1
sC ( sRX C + 1)
77
Filtri del 2° ordine basati su GIC – 5
Filtro LP
78
39
Progetto di filtri attivi
79
Filtri di Butterworth – 1
• Per i filtri del 2° ordine a
risposta massimamente piatta:
Q=
• Per i filtri di ordine superiore:
H ( jω ) =
1
2
⇒
H ( jω ) =
H0
⎛ω ⎞
1 + ⎜⎜ ⎟⎟
⎝ ω0 ⎠
4
H0
⎛ω ⎞
1 + ⎜⎜ ⎟⎟
⎝ ω0 ⎠
2n
80
40
Filtri di Butterworth – 2
81
Filtri di Butterworth – 3
H ( jω ) =
H0
⎛ω ⎞
1+ ⎜ 0 ⎟
⎝ω⎠
2n
Risposta HP
82
41
Progetto di un filtro di Butterworth
(n=3)
H0, ω0, n
ωn, Q
54,9 pF
83
Progetto di un filtro di Butterworth
(n=4)
84
42
Progetto di un filtro di Butterworth
(n=4)
85
Filtri di Chebychev e di Bessel
Chebychev:
• Ha un roll-off iniziale elevato e una
attenuazione molto elevata vicino
alla frequenza di taglio.
• Il ripple (dato di progetto) è
mantenuto inferiore a 3dB.
• E’ detto anche equiripple: nella
banda passante si alternano
massimi e minimi locali aventi la
stessa ampiezza.
Bessel:
• Mira ad ottenere una buona
linearità della curva di fase in
banda passante (cioè un tempo di
ritardo tph costante a tutte le
frequenze).
• Usato in trasmissione come linea
di ritardo.
• La linearità aumenta al crescere
dell’ordine del filtro.
86
43
Filtri di Chebychev –1
87
Filtri di Chebychev –2
88
44
Progetto di un filtro di Chebychev
Specifiche: ripple di 1dB su
una banda passante di 5
MHz e una attenuazione di
30 dB a 10 MHz.
ε, ω0, n
ωn, Q
89
Convertitori DA e AD
90
45
Acquisizione dei segnali
• Schema di acquisizione dei segnali
–Buona immunità al rumore e alle derive
termiche.
–Elaborazioni anche complesse vengono
risolte semplicemente (intervenendo sul
programma si possono modificare tipo e
parametri dell’elaborazione stessa).
–Il convertitore AD è preceduto da un
AMUX (Analog MUltipleXer) e da un S&H
(Sample and Hold).
–Criticità: temporizzazione e
sequenzialità con cui i segnali vengono
trasferito all’ADC e i corrispondenti dati
digitali vengono acquisiti dal sistema.
–Devono essere previste le interfaccia e
le linee di controllo.
Trasduttore
Amplificatore
Filtro
AMUX
S&H
Temporizzazione
p
e controllo
ADC
Elaboratore
91
Distribuzione dei segnali
• Schema di distribuzione dei segnali
–Dati in uscita dall’elaboratore p
possono
essere utilizzati in forma digitale o
convertiti in forma analogica per
azionare motori, accendere lampade o
riscaldatori, far suonare allarmi, …
–Dati in uscita dall’elaboratore possono
essere utilizzati per influenzare la
grandezza rilevata all’inizio della catena
di acquisizione, realizzando in tal modo
un sistema di controllo ad anello chiuso.
–La complessità
p
dei blocchi di
distribuzione dipende dal numero e dal
tipo di dispositivi di uscita.
–Analog DEMUltipleXer.
Elaboratore
Temporizzazione
e controllo
DAC
ADEMUX
ad altri
dispositivi
di uscita
S&H
Filtro
Dispositivi di
uscita
92
46
Conversione analogico-digitale –1
Figure 12.39 Analog-to-digital conversion.
93
Conversione analogico-digitale –2
Figure 12.47 Conceptual block diagram of an analog-to-digital converter.
94
47
Conversione digitale-analogico
igure 12.40 The DAC output is a staircase approximation to the original signal. Filtering removes the sharp corners.
(Note: In addition to smoothing, the filter delays the signal. The delay is not shown.)
95
DAC a rete di resistenze pesate
v0= - Rf i0= - D Vref
Figure 12.42 DACs can be implemented using a weighted-resistance network.
(Note: If di = 1, the corresponding switch is to the right-hand side. For di = 0, the i th switch is to the left-hand side.)
96
48
Rete R-2R
Figure 12.43 An R -- 2R ladder network. The resistance seen looking into each section is 2R.
Thus, the reference current splits in half at each node.
97
DAC a rete R-2R
–1
Figure 12.44 An n-bit DAC based on the R–2R ladder network.
98
49
DAC a rete R-2R
–2
Figure 12.45 A practical n-bit DAC based on BJT technology that uses emitter-coupled pairs as current switches.
99
DAC a capacità commutate – 1
Figure 12.46a Switched-capacitance DACs.
100
50
DAC a capacità commutate –2
Figure 12.46b Switched-capacitance DACs.
101
DAC integrati
•
Integrati:
–
–
•
DAC0808. Tensione di riferimento
esterna applicata al pin 14 e massa
al pin 15. La corrente di uscita del
DAC all pin
i 4 deve
d
essere collegata
ll
t
ad un op-amp e convertita in
tensione.
A1 è l’input più significativo, A8 il
meno significativo
Esempio:
–
–
–
–
Parola di ingresso: 1011 0001;
R1=R2=4.7kΩ; Rf=6.2kΩ;
Iout=(Vref/R1)(A1/2+A2/4+…+A8/256)
Vout=-Iout*Rf ;
–
–
Iout=1.764mA
Vout=10.937V
102
51
DAC integrati: data sheets –1
•
•
•
•
•
Full-scale output: tensione o corrente
massima che può essere erogata dal
di
dispositivo
iti (quando
(
d tutti
t tti glili ingressi
i
i sono
a 1).
Resolution: la più piccola variazione in
ingresso che produce una variazione in
uscita ed è determinata dal numero n di
bit della parola di ingresso. La risoluzione
è 1/2n.
Conversion time: tempo che intercorre fra
il comando “start of conversion” e un
valore analogico stabile in uscita.
Linearity: deviazione massima della
pendenza della funzione di trasferimento
dalla pendenza media.
Absolute accuracy: la maggiore differenza
che si può avere tra un valore reale
dell’uscita e il valore di uscita predetto
dalla funzione di trasferimento ideale.
•
•
•
•
•
•
Relative accuracy: la maggiore
differenza tra la funzione di
t f i
trasferimento
t id
ideale
l e una linea
li
retta
tt tra
t
0 e Vmax.
Monotonicity:un aumento dell’ingresso
digitale si traduce in un aumento
dell’uscita analogica.
Zero offset: differenza fra 0V e il valore
in uscita quando gli ingressi sono tutti 0.
Settling time: tempo prima di avere
un’uscita entro una fissata banda di
fluttuazione,, per
p ogni
g cambio
dell’ingresso.
Dynamic range: rapporto tra il valore di
uscita massimo Vmax e la più piccola
variazione in uscita.
Maximum throughput rate: massimo
numero di conversioni completate in 1s.
103
DAC integrati: data sheets – 2
Numero
di bit
Stati
2n
Risoluzione
(%)
Peso di
LSB in
ppm
Peso di un
bit per 10V
FSR
0
1
1
2
2
Dynamic
range (dB)
100
106
10
0
50
500 103
5
6.02
4
25
250 103
2.5
12.04
4
16
6.25
62500
0.625
24.08
8
256
0.39
3906
39m
48.16
10
1024
0.1
977
9.8m
60.21
12
4096
0.02
244
2.4m
72.25
14
16384
0.006
61
610μ
84.29
16
65536
0.002
15
152μ
96.33
104
52
DAC integrati: data sheets – 3
DAC
Risoluzione
(bit)
Settling time
(±LSB)
Errore di
linearità
(±LSB)
Dissipazione
di potenza
(mW)
Compatibilità
con
microprocessore
DAC 0808
8
0.15
0.5
305
NO
ZN 425
8
1
0.5
190
NO
AD 7524
8
0.4
0.5
10
YES
AD 561
10
0.25
0.5
300
NO
DAC 312
12
0.25
0.5
375
NO
AD 767
12
4
1
400
YES
DAC 16
16
0.5
2
1000
NO
105
ADC flash
2n-1
comparatori
Figure 12.49 Output versus input for a 3-bit ADC.
106
53
ADC a doppia rampa – 1
Figure 12.50a Dual-slope ADC.
107
ADC a doppia rampa – 2
T2=vs T1 / Vref
indipendente da
ReC!
Figure 12.50b Dual-slope ADC.
108
54
ADC ad approssimazioni successive – 1
Figure 12.51a Successive approximation ADC.
109
ADC ad approssimazioni successive – 2
Figure 12.51b Successive approximation ADC.
110
55
ADC integrati
Errore di linearità
(±LSB)
Tempo di
conversione
(1/2 LSB μs)
Dissipazione
termica
(mW)
0804
0.5
100
12.5
0820
1
1.6
42
1
0.05
275
574
1
25
265
912
1
10
95
8-bit
10-bit
820
12-bit
111
56

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