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06_amplificatori di potenza

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4/17/2014
Stadi di potenza RF
• Lo stadio finale, o stadio di potenza, ha il compito di
fornire all’uscita la potenza richiesta da dispositivi, quali
altoparlanti, antenne etc. Il segnale presenta pertanto
un’ampia escursione sia in tensione che in corrente e viene
ad interessare gran parte della retta di carico.
• Gli amplificatori, a seconda dell’angolo di conduzione nel
circuito di uscita (i.e. della frazione di periodo per cui il
dispositivo è in conduzione), possono funzionare in classe
A, AB, B, C.
1
Limiti dell’analisi lineare
Amplificatore lineare: PL cresce linearmente con PIN
GP  PL PIN  cost
I dispositivi reali sono non lineari
p.es. BJT
DISTORSIONI
Ic  Is * expVBEQ  vBE VT 
 v
v2
v3 
 IcQ1  BE  BE2  BE3 
 VT 2VT 6VT 
2
1
4/17/2014
Limiti dell’analisi lineare
Distorsioni
^2 



V
vBE  V S cos t 
Ic  Ic Q 1  S2  
4 VT 



^ 
^2 
spostamento del punto di lavoro
V 
VS 
 Ic Q
1 
 cos t  
VT 
incremento non lineare di H1
8 VT2 


generazione di armoniche
^2
Ic V S
intermodulazione
 Q 2 cos 2t  
4 VT
nel caso di ingresso multitono
^
•
•
•
•
DC
H1
H2
^3
Ic V S
 Q 3 cos 3t 
24 VT
n1  m2
H3
3
Distorsioni
Punto di compressione a 1dB
Dynamic Range (DR):
intervallo di PIN con
guadagno lineare
DR  P1dB  MDS
(MDS=minimo segnale
rivelabile)
4
2
4/17/2014
Prodotti di intermodulazione
Punto di intercetta del terzo ordine
Ingresso: due toni vicini f1, f2
Uscita: prodotti di intermodulazione;
in particolare
2f1  f2  f1
2f2  f1  f1
5
Spectral regrowth
Spettro d’ingresso
Generazione di armoniche e
intermodulazione danno
luogo ad un allargamento
dello spettro
Spettro d’uscita
6
3
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Definizioni di efficienza
• Power conversion efficiency

PoutRF
PinDC
Misura quanto efficacemente un amplificatore converte la
potenza DC assorbita dall’alimentatore in potenza RF
fornita al carico.
• Power-added efficiency
PAE 
PoutRF  PinRF
1

 1  
PinDC
G

Tiene conto anche della potenza di pilotaggio
(e quindi del guadagno di potenza G)
7
Efficienza di un amplificatore
Perché è importante l’efficienza
1

Pdiss    1 PoutRF


%
Pdiss/PoutRF %
65 %
53.8 %
85 %
17.6 %
Dissipazione di potenza
• problemi di smaltimento del
calore
• limiti massimi di V ed I (SOA)
limitano la massima PoutRF
• assorbimento di energia da una
sorgente limitata (batteria)
8
4
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Esigenze degli amplificatori di potenza RF
Efficienza -->
per minimizzare la potenza dissipata nel circuito a parità di
potenza fornita al carico
- gestione termica del transistor
- durata delle batterie in apparati mobili
Linearità -->
per limitare spectral regrowth (vincoli sulla potenza nei canali
adiacenti) e minimizzare il BER (legato a distorsioni di
ampiezza e di fase)
- uso di tecniche di modulazione ad alta efficienza
spettrale (modulazioni di ampiezza e fase)
9
Compromesso linearità - efficienza
Efficienza e linearità sono specifiche in contrasto
Efficienza ottenuta
* massimizzando l’escursione del segnale
(alta potenza)
* sfruttando la saturazione delle caratteristiche
Si perde
linearità
Possibile soluzione
• EFFICIENZA --> topologie di RF PA ad alta efficienza
• LINEARITA’ --> tecniche di linearizzazione
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5
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Classificazione degli
amplificatori RF di potenza
Amplificatori Lineari
Classe AB
Classe B
Classe C
LINEARITA’
EFFICIENZA
Classe A
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Struttura generale degli amplificatori di potenza
Configurazione single-ended
12
6
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Struttura generale degli amplificatori di potenza
Configurazione push-pull
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Amplificatori di potenza lineari
CLASSE: indica il modo in cui il transistor è polarizzato o è
fatto lavorare, ed è valutata in base alla forma d’onda della
corrente d’uscita per un dato ingresso (p.es. sinusoidale).
14
7
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Amplificatori di potenza lineari
ANGOLO DI CONDUZIONE (): Porzione del ciclo d’ingresso (per
ingresso sinusoidale) durante la quale scorre corrente nel transistor
Classe

A
2
AB
<<2
B

C
<
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Amplificatore in classe A
16
8
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Amplificatore in classe A
IC t   IQ  Ipk cos t 
Io t   Ipk cos t 
Vo t    Vpk cos t 
VC t   VCC  Vpk cos t 
  2
IQ  Ipk
Vpk  RIpk  VCC
Vmax  VCC  Vpk  2 VCC
Imax  IQ  Ipk
17
Amplificatore in classe A
Retta di carico
R opt 
2 VCC
Imax
Punto di lavoro (Q)
VC  VCC
IQ 
Imax
 Ipk
2
18
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Amplificatore in classe A
PinDC  VCCIQ 
PoutRF 
Vpk Ipk
2
Effetto di Vsat:
2
VCC
R

INDIPENDENTE DAL SEGNALE D’INGRESSO !!!
2
Vpk

2R
2
Vpk
2
2 VCC

1
2
Vsw  VCC  Vsat

Vsw
2 VCC
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Amplificatore in classe B - push pull
La configurazione push-pull può fare a meno del filtro passabanda
Questo però dà luogo a distorsioni di cross-over
20
10
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Amplificatore in classe B - push pull
m
Ipk sint 
n
Vo t   RIo t   Vpkosint 
Io t  
VC1 t   VCC  Vpk sint 
Ipk  Imax
Vpk 
m
m2
Vpko  2 RIpk  VCC
n
n
Retta di
carico
R opt 
VCC
2
 m
  Imax
 n
21
Amplificatore in classe B - push pull
IDC  2
2Ipk
1T
 I1 t dt 
T0

PinDC  VCCIDC 
PoutRF 
Vpk Ipk
2

2 VCCIpk


2
Vpk
 Vpk 
  0.785
4 VCC 4
2
 m
2  R
 n
22
11
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Amplificatore in classe B
Pdiss 
2 VCC Vpk
R

PinDC
2
Vpk
2R
PoutRF
Pdiss
0
Vpk
Vpk 
2 VCC

Massima
dissipazione
23
Amplificatori lineari ad angolo di conduzione ridotto
IQ  Ipk
  2
• Si riduce la dissipazione in assenza di segnale
• Si aumenta l’efficienza perché si conduce corrente per poco
tempo (e con VC bassa)
• Serve BPF sul carico (e corto circuito alle armoniche)
• Occorre aumentare il livello d’ingresso (guadagno minore)
0<<
classe C
<<2
classe AB
classe B: caso particolare
=
24
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Amplificatore in classe C
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Amplificatore in classe C
Vgg < VP , tensione di soglia del JFET
26
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Amplificatore in classe C
• Circuito equivalente dinamico: Sul drain del JFET la capacità,
il trasformatore ed il carico RL possono essere assimilati ad un
risonatore parallelo, accordato alla frequenza del segnale VS.
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Amplificatore in classe C
VM: tensione d’ingresso che
corrisponde a IC=Imax
VT: tensione d’ingresso che
corrisponde a IC=0
dinamica d’ingresso: VS=VM-VQ
angolo di conduzione =2
28
14
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Amplificatore in classe C
Il calcolo del rendimento di conversione viene svolto considerando
due tipi di andamento della corrente di drain: lineare (approssimato)
e quadratico (reale).
 Approssimazione lineare dell’espressione della corrente di Drain:


ˆ cos  t 
I D t   G VGSQ  VT  V
S
0
 Espressione reale della corrente di Drain (quadratica):


ˆ cos  t  2
I D t   G VGSQ  VT  V
S
0
29
Amplificatore in classe C
Caso lineare:
 Calcolo della ID(ω0), componente della corrente di
drain calcolata alla frequenza di lavoro.
ID 0  


2 c 0
2 c 0
ˆ cos2  t  dt 
 ID t  cos0 t dt 
 G VGSQ  VT cos0 t   V
S
0
T0 c 0
T0 c 0

ˆ
GV
S
2c  sin2c .
2
30
15
4/17/2014
Amplificatore in classe C
Caso lineare:
 Calcolo della ĪD:
ID 


ˆ
1 c 0
G c 0
ˆ cos t  dt  GVS sin    cos .
 ID t dt 
 VGSQ  VT  V
S
0
c
c
c
T0 c 0
T0 c 0

 Rendimento:
 max 
I D  0 
2 c  sin 2 c 

2ID
4sin  c   c cos  c 
31
Amplificatore in classe C
Caso quadratico:
 Calcolo della ID(ω0), componente della corrente di
drain calcolata alla frequenza di oscillazione.
ID0  



2G c 0
2 c 0
ˆ cos t 2 cos tdt 
 IDt cos0tdt 
 VGSQVT  V
S
0
0
T0 c c
T0 c c
ˆ c 0
2GV
2G c 0 ˆ 2 2
2G c 0
2
S
 VGSQVt  cos0tdt 
 VGSQVT cos0tdt 
 VT cos 0tdt 
T0 c c
T0 c c
T0 c c

ˆ2 
2GV
1
1

S
sinc cos2 c sinc  sin3c c cosc  sinc cosc .
 
2
3

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16
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Amplificatore in classe C
Caso quadratico:
 Calcolo della ĪD:
ID 


c 0
1 c 0
G c 0
ˆ cos t 2dt  G  V V 2dt
 IDtdt 
 VGSQVT  V
S
0
GSQ
T
T0 c c
T0 c c
T0 c c

ˆ c 0
G c 0 ˆ
2GV
2
S
 VS cos 0tdt
 VGSQVT cos0tdt 
T0 c c
T0 c c

ˆ2 
GV
1
1

S
c cos2 c  c  sin2c  2coscsinc .
 
2
4

 Rendimento:
 max
I  
 D 0 
2ID
4
1
sin 3  c   c cos  c  sin 2  c 
3
4
1
3
 c cos 2  c   c  sin 2  c 
2
4
2sin  c 
33
17
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