無線機のフロントエンド性能を改善するSiGe技術のネットワークのノイズファクタ(F)は、次式で表すことができます。 F= (アンプの実測出力ノイズパワー) (RSOURCEに起因するアンプの出力ノイズパワー) N Fはネットワークの入出力ポート間の信号対雑音比 (SNR)の悪化の指標であり、通常はdB単位で表現されます：NF = 10log10F。セルラハンドセットやその他のディジタル、ポータブル、ワイヤレス通信機器において、3つのパラメータが重要性を増しつつあります。即ち、低消費電力及び軽量電池が機器に独立性をもたらす一方で、高感度フロントエンドが受信距離を伸ばし、フロントエンドの直線性は許容ダイナミックレンジに直接影響しています。この最後のパラメータは、p /4DQPSK及び8QAM等の非一定エネルギー変調方式の台頭と共に重要度を増しています。ゆえに、 F =入力SNR/出力SNR = (PIN/NIN)/(POUT/NOUT) = NOUT/(NIN · G) 問題になるのは、サーマルノイズ(ジョンソンノイズ又はホワイトノイズとも呼ばれます)及びショットノイズ (ショットキノイズとも呼ばれます)です。このノイズがどのように発生するかは、バイポーラトランジスタの詳細な高周波等価モデル(Giacoletoモデル -- 図2を参照) を見ると理解できます。このモデルは、SiGe技術がなぜ LNAのフロントエンド雑音指数を低減できるかについても示しています。 GST-3はレシーバの消費電力、感度及びダイナミックレンジを同時に改善するための最新技術であり、シリコン・ゲルマニウム(SiGe)を基にした新しい高速ICプロセス技術です(遷移指数fTが35GHz)。標準フロントエンドブロック図(図1 )に、複合ミキサ及び低ノイズアンプ (LNA)においてSiGe技術で可能になる性能(1.9GHz)を示します。サーマル及びショットノイズ温度が絶対零度(0゜ K)よりも高い伝導体の中では、電荷キャリアのランダムな動きがランダムなノイズのもとになる電圧と電流を発生します。伝導体の温度が高くなると電荷キャリアのランダムな運動の速度が増すため、ノイズ電圧も増大します。トランジスタ内の寄生ベース抵抗によって生成されるサーマルノイズは、Vn(f) = 4kTRbb ¢ です。ここで、Vn(f)はV 2 /Hz単位で表したノイズ性能ダウンコンバージョンリンクにおける雑音指数に寄与するのは、主にLNAの最初のトランジスタ入力段のノイズです。雑音指数(NF)は、実際のネットワークのノイズを理想的なノイズのないネットワークと比較する際に便利な指数です。電力利得(G = POUT/PIN)のアンプやその他 dB NF = 7.0 .2dB 14 = 1 8 IN 6 A G m MAX2 = -6.1dB MIXER IIP3 641 MAX2 LNA* dB NF = 1.3 .4dB 4 1 = GAIN dBm 4 = 3 P II R R T T ADIO MHz R *1900 図1. 標準的な無線機の入力回路は低ノイズアンプとミキサで構成されています。 3 T END FRON Siバイポーラ及びSiGe技術のいずれの場合も、 R SOURCE = Vn(f)/Inb(f)が最小の雑音指数を与えるため、ソースインピーダンスをこの値に近似化させてLNAを設計することにより、SiGeプロセスの利点をフルに活用できます。 C B ワイヤレス設計のもう1つの重要な側面は、周波数による雑音指数のディレーティングです。標準的なトランジスタの電力利得は、図3の上側の曲線に似ています。この曲線は、図2の等価トランジスタ回路を考慮すると理解できます。実効的にこのモデルは、周波数が2倍になる度に利得が6dBずつ低下するRCローパスフィルタになっています。コモンエミッタ電流利得(b)が1(0dB) になる最大理論周波数は、遷移周波数(fT)と呼ばれます。 L N A の利得 ( G ) は bに直接依存するため、雑音指数 [F = N OUT/(N ING)]のディレーティングは利得のロールオフで始まります。 E RSOURCE Rbb¢ B Cb¢c B¢ C 4kTRbb¢ Inb Rb¢e Cbe g · Vb¢e = blb RLOAD E 図2. この詳細なNPNトランジスタモデル(Giacoletoモデル)により、周波数効果の解析が単純化されます。 GST-3 SiGeプロセスがどのように高周波数において雑音指数を改善するかについて簡単に説明します。トランジスタのPシリコンベースにゲルマニウムを加えると、ベースのバンドギャップが80mV∼100mV減少するため、エミッタとコレクタジャンクションの間に強い電場が形成されます。電子を急速にベースからコレクタに集めることにより、この電場はキャリアが狭いベースを通過するために必要な通過時間(tb )を短縮します。その他全てのファクタが一定に維持された場合、このt b の短縮によってfTが約30%増加します。電圧スペクトルノイズ密度、kはボルツマン常数(1.38・ 10-23ジュール/ケルビン)、Tはケルビン単位の絶対温度 (℃ + 273゜ )です。ショットノイズは、電荷キャリアの粒子的性質によって生じます。半導体中のDC電流はどの瞬間も一定と見なされることが多いのですが、実際にはどの電流も個々の電子及び正孔からなっています。実は、これらの電荷キャリアの時間平均された流れが一定電流に見えます。電荷キャリアの数が変動するとその瞬間にランダム電流が発生し、これがショットノイズと呼ばれます。同面積のトランジスタの場合、GST-3素子はGST-2 素子と比較して1/2∼1/3の電流で所定のfT を実現できます。fTが高いと高周波ノイズが減ります。これは、bのロールオフがより高い周波数で起こるためです。ベース電流中におけるショットノイズのスペクトルノイズ密度は、Inb(f) = 2qIb = 2qIc/ b です。ここで、 InbはI 2 /Hz単位で表した電流スペクトルノイズ密度、Ib はベースDCバイアス電流、qは1個の電子の電荷(1.6・ 10-19クーロン)、bはトランジスタのDC電流利得です。このように、トランジスタの入力段で発生する全ノイズスペクトル密度はサーマル及びショットノイズの和になります。超低ノイズSiGeアンプ(MAX2641) MAX2641は、シリコンバイポーラLNAと比べて有利です。後者のNFは2GHzに近い周波数において落ち込みます(即ち、1GHzにおいて1.5dBに対し、2GHzにおい gn = 4kTRbb¢ + RSOURCE 2qIc/b マキシム社の新しいSiGeプロセスGST-3は、GST-2 (遷移周波数27GHzのバイポーラプロセス)の拡張として開発されたもので、トランジスタのベースをゲルマニウムでドーピングすることによって実現しています。この結果、Rbb ¢ が減少し、トランジスタのベータが著しく増大しています。これら2つの変化の複合効果により、 (同様のコレクタ電流を持つシリコントランジスタと比較した場合)SiGeトランジスタの雑音指数が改善されています。標準的なトランジスタの雑音指数は次式で表されます。 [ F = 1 + Vn 2 (f)/R SOURCE + Inb 2 (f) × R SOURCE GAIN (dB) NF (dB) fC BETA (1 + f/fC) GST-2 GST-3 FREQUENCY (GHz) NF vs. FREQUENCY fT = 27GHz fT = 35GHz ] 4kT 図3. SiGeバイポーラトランジスタは高利得と低ノイズ特性を示します。 4 て2.5dB)。SiGe素子は逆アイソレーションが高いため、互いに影響を与えずに入力マッチングネットワークと出力マッチングをそれぞれ調節できます。上限は信号歪みの許容最大レベルによって決まります。最適なダイナミックレンジを実現するには、消費電力、出力信号歪み及びノイズに対する入力信号レベルの間の妥協が必要です。 MAX2641は、1400MHz∼2500MHz範囲の動作用に最適化されています。標準性能は、利得が1 4 . 4 d B、入力IP3(IIP3)が-4dBm、逆アイソレーションが30dB、 1900MHzにおける雑音指数が1.3dBとなっています (図4)。本製品は6ピンSOT23パッケージで提供され、 +2.7V∼+5.5V単一電源動作、消費電流3.5mA、そして内部バイアスになっています。通常必要になる外付部品は、2素子入力マッチング、入力及び出力ブロッキングコンデンサ及びVCCバイパスコンデンサだけです。標準的なレシーバのブロック図(図1)に、LNA及びミキサにおける雑音指数及び直線性の相対的な重要性を示します。LNA入力はアンテナからの非常に低レベルの信号によって直接供給されるため、そのNFが主要なパラメータになります。ミキサの場合は、LNA出力からの増幅された信号が入ってくるため、直線性が主要なパラメータになります。完全にリニアなトランジスタは存在しないため、出力は決して入力信号の正確な複製にはなりません。出力信号は常に高調波、相互変調歪み(IMD)及びその他のスプリアス成分を含んでいます。図5において、P OUT式の第2 項は第2高調波又は第2次歪みと呼ばれ、第3項は第3 高調波又は第3次歪みと呼ばれます。いずれも、素子の入力をワントーン又は周波数の近い2つの純粋なサイン波トーンからなる信号で駆動することによって測定されます。直線性通信機器は、ノイズと有限な帯域幅の他にも、信号の歪みによる制限があります。システムの有用性は、ダイナミックレンジ(即ち良質の処理が可能な信号範囲)に依存します。ダイナミックレンジは雑音指数によって決まります。雑音指数の下限は感度レベルによって決まり、 LNA PERFORMANCE TUNED @ 1900MHz 16 VCC 1000pF MAX2641 15 VCC 14 BIAS GENERATOR 470pF 100pF 2.5nH 1900MHz RFIN LNA RFOUT GAIN (dB) 13 NF (dB) 2 1.2pF MAX2641 1 0 1800 2000 1900 FREQUENCY (MHz) 図4. この集積化低ノイズアンプは雑音指数が非常に低いことに注目して下さい。 POUT = K1PIN + K2PIN2 + K3PIN3 POUT + K1ACOS (w1t + w2t) + K2A2COS (w1t + w2t)2 + K3A3COS (w1t + w2t)3 PIN = ACOS (w1t + w2t) IM3 2w1 - w2 w1 w2 IM3 2w2 - w1 2w1 2w2 3w1 3w2 w1 w2 IM2 = w1 - w2 IM2 = w1 + w2 図5. 2トーンテストにより高調波及び相互変調歪みが測定されます。 5 2w1 + w2 IM3 2w2 + w1 IM3 POUT POUT OIP3 = IIP3 + GAIN IIP3 = +0.5dBm POUT = PIN + PLO + GAIN K3A3 = IM3 (2w1 - w2) FUNDAMENTALS w1, w2 56dBc 56dBc 1dB/1dB 3dB/1dB FREQUENCY (GHz) PIN 1.949 (6a) 1.950 1.951 1.952 (6b) -25dBm 図6. このSiGeダブルバランスドダウンコンバータは(a)低IIP3レベル(0.5dBm)及び(b)56dBcのダイナミックレンジを提供します。例えば、MAX2681の第3次相互変調歪みは1950MHz 及び1951MHzの2つのトーンからなる-25dBmの信号によって測定されます。です。LOからIFへの漏れ及びその他のスプリアス成分は、狭いバンドパスI Fフィルタで除去できます(図1参照)。 MAX2681(SiGeダブルバランスドダウンコンバータ)は、標準ICC電流僅か8.7mAでこの性能を実現しています。 P O U T の周波数グラフに示すように、この出力は基本周波数w1 及びw2 、第2次高調波2 w1 及び2 w2 、第3次高調波3w1及び3w2、第2次相互変調積IM2及び第3次相互変調積IM3からなっています。図5はまた、狭帯域動作周波数(即ち数十メガヘルツでオクターブ未満)のセルラハンドセットやその他の機器において、IM3スプリアス信号(2w1 - w2)及び(2w2 - w1)だけがフィルタパスバンド内に存在することを示しています。この結果、 w1 及び w2に関連する希望の信号に歪みが生じます。もう1 つのダウンコンバータミキサ(MAX2680)は、これとは異なる性能仕様を提供しています。超小型 6ピンSOT23パッケージで提供されているこの素子は、シングルエンドR F、L O及びI Fポート接続部を備えたダブルバランスドギルバートセルミキサからなっています。MAX2681と同様、+2.7V∼+5.5V電源で動作し、 400MHz∼2500MHzのRF入力を受け付け、10MHz∼ 500MHzのIF出力にダウン変換します。シャットダウンモードにおける消費電流は、0.1µA以下(typ)です。LO 入力は、標準VSWR(400MHz∼2.5GHz)が2.0:1よりも良好なシングルエンドの広帯域ポートです。出力電力が低レベルである場合、POUTの式の係数K1Aは入力信号振幅に直接比例し、K2A 2 は入力振幅の2乗、 K3A 3 は入力振幅の3乗に比例します。このため、それぞれを対数軸でプロットすると、応答の次数に対応する傾きを持った直線になります。フロントエンド入力感度 MAX2641/MAX2681ダウンコンバータの使用によって達成できるフロントエンド感度を評価するには、信号帯域幅4MHzのQPSKを考慮して下さい。計算を単純化するために、完全に直角な入力フィルタを仮定します。まず、アンテナスイッチ及びフロントエンド受動フィルタによる3dBのインサーションロスを補正するために、3dB のNF(AntNF)が加算される必要があります。次に、LNA によって生成される歪み(IM3歪み以外の成分)を除去するために、ポストLNAフィルタが付加されます。この目的のために、2dBの減衰及びNFを持つフィルタを使用すると考えて下さい。1900MHzにおいて、ポストLNAフィルタのNFがMAX2681のNF 11.1dBに加算されます。第2 次及び第3 次インターセプトポイントは、性能の指標として使用されます。インターセプトポイントが高いほど、その素子は大きな信号を増幅できます。電力レベルが高くなると、出力応答は圧縮され、基本の応答からずれてきます。この偏差ポイント(図6a)は、1dB 圧縮ポイントとして定義されます。これは、出力信号が曲線の直線部分の外挿と比較して1dB圧縮されたところです(G1dB = G - 1dB)。 MAX2681データシートによると、1 9 0 0 M H zより高い周波数におけるP OUT対周波数グラフはI M 3に対して-56dBcのスプリアスフリーダイナミックレンジ (SFDR)を示しています(図6b)。標準動作条件は、 P RFIN = -25dBm、IIP3 = 0.5dBm、変換利得 = 8.4dB 6 合計NF =フィルタNF +ミキサNF = ます。また、低消費電流及び高直線性を提供します。マキシム社は、1900MHzにおける変換利得8.4dBで雑音指数11.1dB(SSB)、標準IIP3が0.5dBmという性能でしかも消費電流が僅か8.7mAの高直線性ミキサを実現しました。SiGeは遷移周波数(fT )が高いために高い周波数の動作が許容され、5GHzまでのアプリケーションが可能です。 2dB + 11.1dB = 13.1dB LNA入力は、アンテナからの非常に低レベルの信号によって直接供給されるため、高NFを必要とします。ミキサ NFはLNA利得によって減衰されます。合計NF = LNA NF + (1/GLNA)(NFTOTAL - 1) = 2.054; NFTOTAL (dB) = 10log2.126 = 3.12dB. QPSK変調でB E Rが1 0 - 3 の場合、アンテナにおいて最小限必要なビットエネルギーとノイズエネルギーの比はEb/No = 6 . 5 d Bです。+ 2 5℃における絶対ノイズフロアは、AbsNfl = -174dBm = 10log(KT)です(ここで T = +300° K、K = 1.38・10-23)。フィルタ帯域幅(dB 単位)は、FiltBwth = 10log(4MHz) = 66dBです。図1において、QPSK変調のフロントエンド感度(BERを10 -3 として)は次式で評価されます。参考文献 1. Richard Lodge著, “Advantages of SiGe for GSM RF Front-Ends” [GSM RFフロントエンドにおけるSiGeの利点]. Maxim Integrated Products, Theale, United Kingdom. 2. Chris Bowick著, RF Circuit Designs [RF回路設計]. (Howard W. Sams, & Co. Inc). 入力感度= AbsNfl + AntNF + FiltBwth + NFTOTAL + Eb/No = -174dBm + 3dB + 66dB + 3.12dB + 6.5dB = -95.38dBm. 3. Tri T. Ha著, Solid-State Microwave Amplifier Design [ソリッドステートマイクロ波アンプ設計]. A Wiley-Interscience publication, 1981, ISBN 0-471-08971-0. 結論純粋のバイポーラプロセスと比べ、SiGeは1.0GHzを超える周波数に対して低い雑音指数対周波数値を提供し 7