close

Enter

Log in using OpenID

Anahtarlamalı güç kaynakları

embedDownload
GİRİŞ
Modern elektronik aletler genellikle bir yada daha fazla da güç kaynaklarına ihtiyaç
duyar. Günlük işlerimizi yaparken farkında olmadan kullandığımız güç kaynakları karşımıza
bazen cep telefonumuzu şarj ederken bazen teyp dinlerken bazen de bilgisayarımızı
kullanırken çıkar. İhtiyaç duyuldukları alanlara göre farklı boyutlarda , güçlerde olabilirler.
Kimisi basit anlamda birkaç diyot ve kapasite içerirken kimisi de daha kararlı olması
istendiğinden daha karmaşık olabilir. Hatta kimi işlevler için bazı entegre devreler
içermektedirler. DC güç kaynakları genellikle iki tipe ayrılır. Liner regulatorler veya
anahtarlamalı regulatorler Ve biz burada anahtarlamalı güç kaynağı (SMPS-Switching –
Mode- Power -Supplies) dediğimiz bu devreleri inceleyeceğiz.
Chapter 1
ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARININ TEMELLERİ
Şekil 1.1
Şekil 1.1 de görüldüğü gibi herhangi bir liner güç kaynağında negatif geri besleme ile
çıkışın sürekli denetim altında tutulup çıkış gerilimi istenilen seviyede olması sağlanabilir .
Güç
Anahtarı
Osc.
Duty-cycle
Kontrolü
Diyot
Filtre
Örnekleme
Devresi
Şekil 1.2
Şekil 1.2 ise temel anahtarlamalı regülatörün blok diagramını göstermektedir. Bu
devrenin fonksiyonu regüle edilmemiş DC akımı regüle edilmiş DC haline getirmektir. Bu
sebepten ötürü anahtarlama regülatörleri sıklıkla DC-DC çeviriciler olarak anılır.
Bir anahtarlama regülatöründe güç transistörü liner modunda değil daha ziyade bir
anahtarlama modunda kullanılır. Yani transistor ya ‘on’ ya da ‘off ’ konumundadır. Sonuç
olarak da liner regülatörlerin 2 katından daha fazla ( %70-%95 )verim elde edilir.
Anahtarlamalı regulatorlerde verimin artmasının yanısıra arzu edilirse girişten daha büyük çıkış etmek mümkündür. Liner regülatörlerde ise çıkış daima girişten büyük olmak zorundadır.
Ayrıca anahtarlamalı regülatörler geleneksel liner regülatörlerin tersine girişi çevirebilirler de
(mesela negatif bir giriş için pozitif çıkış gibi ) . Anahtarlamalı regülatörler yüksek güçlerde
liner regülatörlerden daha az boyutta ve ağırlıkta ve de daha verimli bir biçimde
çalışabilmektedirler.
1.1.1 ANAHTARLAMALI REGULATORLERİN PROBLEMLERİ
Anahtarlamalı regülatörlerin de bazı özel sorunları vardır. Daha fazla karmaşık
devrelere ihtiyaç duyulmasına ilaveten anahtarlamalı regülatörler elektromagnetik girişim
(EMI-Electromagnetic Inteference ) üretir. Bununla beraber uygun bir tasarımla EMI makul
seviyelere indirebilinir. Bu gibi tasarım teknikleri transformatörler için düşük kayıplı ferrit
çekirdekleri kullanımı gerektirmektedir.
1.1.2 ANAHTARLAMA DUTY_CYLE
Şekil 1.2 deki devre transistörün anahtarlanmasıyla ile çalışır. Seri transistorün dutycycle ı ortalama DC çıkışını belirler. Sıra ile , DC çıkış ve bir referans voltajı arasındaki farkla
orantılı bir geribeslemeye göre duty-cycle ayarlanır.
1.1.3 ANAHTARLAMA FREKANSI
Anahtarlama genellikle işitilebilir aralığın biraz üstünde sabit bir frekanstadır. Bazı
anahtarlamalı regulatorler ise farklı yük ve hat ile değişken bir frekans kullanır. Bazı
anahtarlamalı regulator IC lerinde anahtarlama frekansını sabitlemek yada değiştirmek harici
bir kapasite ile mümkündür. Fakat burada kullanılan frekansın yüksek olması transistorun
anahtarlama kayıpları ve ferrit kayıpları artar bu da verimin düşük olamasına sebep olur.
Buna karşın düşük anahtarlama frekansları ise bazı komponentlerin çınlamasına sebep olabilir
yada regulatorun beslediği audio devrelerinde girişime neden olabilir.
1.2 TİPİK ANAHTARLAMALI REGÜLATÖR DEVRELERİ
Şekil 1.3 4 adet tipik PNP/NPN anahtarlamalı regulator devresi göstermektediri. Tüm
bu devrelerin ortak elemanları : anahtarlama transistoru , clamp diyodu , LC filtresi ve bir
lojik kontrol bloğudur.
Genellikle tercih edilen toprk çevrelerinin azaltmak için en az giriş ve çıkışla ortak
olan bir hattın olmasıdır. Bu tek hattlı yaklaşım aynı zamanda çıkış voltajının negatif yada
pozitif olup kabul edilip edilmeyeceğini belirler.
Şekil 1.3 (a) ve 1.3 (b) deki devrelerde lojik yük voltajından çalışır. Bu gibi devreler
kendinden çalışmaya başlayamazlar. Ve bu yüzden devrenin başlangıç anında yada kısa devre
durumlarında hattan çalışmasını sağlayacak şekilde bazı önlemler alınmalıdır.
Şekil 1.3 (c) ve (d) deki devrelerde lojik devamlı olarak hattan çalışır. Ve yük
voltajından izole edilmiştir. Geribesleme elemanları da elektriksel olarak izole edilmelidirler.
Şekil 1.3 (b) ve 1.3 (d) deki devrelerde in-line operated suppllies kullanılır. Çünkü
dfdsfdsdsfdsfdsffffffffffffffffffffffffffffffshhhhhhhhhhhhhhhhhhtrrryhhrrthhklşjhlşgjdşflgj
lşgdjgj gljdfslj şfld jfdlgjş gjgjfdşgjkljrewıour oj lkjt krjt şş klnrtn tnrtn krj kjk lj lkt j kjşlj tj
kj j kjk jk jlkşj jj
kjtkljwt kejwjkwj k rwrwqqqqqqqqqqqqqqqqqqq
(a )
( b )
sayfa 4
Negative out
İsolated logic end load
pozitive out
( c )
( d )
sayfa 4
Şekil 1.3 3 tipik MOSFET anahtarlamalı regulatör devresi 3 temel konfigurasyon sunar
; buck , boost ve buck-boost .Her 3 konfigurasyon kısmi bir ihtiyaca karşılık gelir. Çıkış
voltajı girişten büyük olduğu zaman devre olarak genellikle pozitif voltaj-boost (step-up
converter ) modeli ile çalıştırılır. Buck devresi ( Step-up converter ) ise giriş voltajı arzu
edilen çıkış voltajında her zaman daha büyük ise kullanılır . Buck- boost ( inverter )devresi de
giriş voltajını invert eder ve arzu edilen çıkıştan daha büyük yada düşük olan giriş voltajı ile
kullanılabilir.
BOOST CONVERTER
SAYFA 5
BUCK CONVERTER
SAYFA 5
BUCK-BOOST CONVERTER
SAYFA 5
ANAHTARLAMALI REGULATÖR TEORİSİ
SAYFA 6
Şekil 1.5 teorik
bir anahtarlamalı regulatör devresi ( örnek olarak buck
konfigurasyonu verilmiştir. ) ve ona ait dalga şekillerini göstermektedir. Anahtarlamalı
regülatörlerin yüksek verimliliğin sebebi seri bir transistörun anahtarlamalı modda
çalışmasıdır. Transistör kapalı duruma getirilirse tüm giriş voltajı LC filtreye uygulanır.
Transistor açık durumuna getirilirse giriş voltajı 0’dır. Eğer duty cycle %50 ise DC yük
gerilimini giriş geriliminin yarısıdır. Vo çıkış gerilimi daima giriş geriliminin duty-cycle ile
çarpımı ile orantılıdır. Vo= D x Vin olur.
Duty-cycle’ı değiştirmek giriş voltajındaki değişlikleri telafi eder. Bu teknik regüle
edilmiş çıkış voltajı üretmek için kullanılır. Anahtarlama transistörünün sabit bir duty-cyle’da
tekrarlı çalışması şekil 1.5.’de sürekli hal dalga şeklini verir. Anahtar kapalı iken bobin akımı
Il Vin giriş geriliminden yüke akar. Giriş ve çıkış voltajı arasındaki fark (Vin-Vo ) bobin
üzerine uygulanır. Bu sebepten anahtar kapalı iken Il akımı artar. Anahtarın açılmasıyla bobinde biriken enerji Il ‘yi diyot , bobin ve kapasite çevrimi üzerinden akmasına sebep olur .
Bobin üzerindeki voltaj daha sonra anahtar açık olması esnasında azalır ve bobin voltajı
yaklaşık Vo a eşit olur. Il ise anahtar açık iken azalır.
Bobin üzerinden geçen ortalama akım yük akımına eşittir. Çünkü kapasite Vo ‘ı sabit
tutar. Tabiki Io yük akımı da sabittir. Il Io dan daha yükseğe çıkarsa kapasite şarj olur, Il
Io’dan daha düşük olursa kapasite deşarj olur .
PWM VS PFM
Anahtarlamalı regulatörler çıkış voltajını nasıl kontrol ettiklerine göre de
sınıflandırılır. En yaygın iki yaklaşım Pulse Width Mod Pulse Freq moddur. İki yaklaşım da
çıkışı değişen duty-cycle ile kontrol eder.
PWM regulatörlerde frekans sabit tutulur. Herbir pulse ın genişliği değiştirilir. PWM
regulatörler yüksek güçlü anahtarlamalı kaynaklarda kabul görmüştür. PFM de ise darbe
süresi sabit tutulur ve duty cycle darbe tekrarının değişimi ile kontrol edilir.
YAYGIN ANAHTARLAMALI REGULATÖR CONFİGLERİ
Birçok mümkün anahtarlamalı reg config vardır. Hangi config kullanılacağının seçimi
genellikle voltaj polaritesi , voltaj oranı ve hata durumu gibi faktörlerce kısıtlanır. Mesela
çıkış voltajı girişten daha büyük olmalı ise buck converter kullanılamaz. Eğer giriş voltajı
negatif ve çıkşın da pozitif olması gerekiyor ise bazı inverter formları gerekir. Eğer regulatör
akım sınırlı olması gerekiyorsa temel boost devresinin değeri yoktur.
Böyle belli limitlere rağmen hala pekçok uygulama için çeşitli config seçenekleri
vardır. Mesela + 28 V dan + 5 V a çevirmek için buck , flyback forward ve current boosted
configleri kullanılabilir.
BOOST VEYA STEP UP
TEORİK
BOOST
PRATİK
DEVRE
DALGA ŞEKLİ
Şekil 1.6. teorik boost veya step-up göstermektedir. Şekil 1.7. tipik bir IC
anahtarlamalı regulatorü göstermektedir. Burada ( Raytheon RC 4190 ) pratik bir step up
converter olarak konfigire edilmiştir. Şekil 1.8. buna karşılık gelen dalga şeklini
göstermektedir.
Teorik çizimdeki S anahtarı , D diyodu , C kapasitesi , L bobini sırasıyla Q1
transistörü , D1 Diyodu , C1 kapasitesi ve Lx bobini olarak kullanılmıştır .
Şekil 1.6. da gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken L bobini üzerinden batarya voltajı
uygulanır. Şarj akımı bobin üzerinden akar. Ve S anahtarı kapalı tutulduğu süre boyunca akan
akım bir magnetik alan oluşturur. S kapalı iken D diyodu açık devredir. Ve akım yüke C
kapasitesinden sağlanır. S anahtarı açılıncaya kadar L bobini üzerinden akan akım batarya
voltajı, bobin değeri ve anahtarın kapalı kalma süresi tarafından belirlenen maksimum değere
kadar liner olarak artar. Ipeak= Vbat / ( L x Ton )
S anahtarı açıldığında magnetik alan birden azalmaya başlar. Ve magnetik alanda
depo edilen enerji L üzerinden akan bir boşalma akımına çevrilir. Bu akım şarj akımı ile aynı
yöndedir. Çünkü akımın S üzerinden akması için bir yol yoktur. Akım yükü beslemek ve çıkış
kapasitesini şarj etmek için D üzerinden akmalıdır. Eğer anahtar sırasıyla açılır ve kapatılır ise
( RC sabitinden büyük hızda olmak şartıyla ) o zaman çıkışta sabit bir DC voltaj üretilmiş
olur.
Giriş voltajından daha büyük bir çıkış voltajı mümkündür. Bobindeki hızlı değişen
akımın ürettiği yüksek voltaj yüzünden S açıldığında bobin voltajı aniden yükselir ve batarya
voltajına bunu ekler
Şekil 1.7. deki IC devreye ilk kez güç verildiğinde R1 deki akım IC ’nin 6 nolu ucuna
bias akımı sağlar. Bu akım birim kazançlı bir akım kaynağı tarafından stabilize edilir. Ve
1,31 V referans için bir bias akımı olarak kullanılır. Stabil bias akımı referans tarafından
üretilir ve IC komponenetlerin geri kalanı için kullanılır.
IC ’ nin çalışmaya başlaması ile aynı zamanda akım Lx ve D1 Üzerinden C1’ i şarj
etmek için akar. Ve D1 üzerine gelenden daha az voltajla karşılaşacaktır ( Vbat-Vd) . Bu
noktada geri besleme ( 7 nolu uç ) Vout çıkış voltajının çok düşük olduğunu , çıkışın belli bir
kısmı ile 1,31 volt referans ile karşılaştırarak hisseder. Eğer Vout çok düşük ise karşılaştırıcı
çıkışı lojik 0 a değişir. NOR kapısı komparatörün çıkışı ile osilatörün kare dalgasıyla birleşir.
Eğer komparatör çıkışı 0 ise ve osilatör çıkışı da 0 ise NOR çıkışı yüksek olur ve Q1
transistörünü anahtarlar .Osilatör yüksek olursa NOR çıkışı 0 olur ve Q transistorü kapalı
kalır.
Q1 transistorunun açılıp kapanması şekil 1.6. daki S anahtarının açılıp kapanmasıyla
aynı fonksiyonu sağlar. Şöyle ki enerji bobinde on-time iken saklanır. Off-time da ise C1
kapasitesine doğru serbest bırakılır. Komparatör , geribesleme voltajı 1,31 V un üzerine
yükselinceye kadar osilatörün Q1 transistorünü açıp kapamasına izin verir.
İlk başta geribesleme voltajı referansdan yüksektir. Geribesleme sistemi şekil 1.8. deki
dalga şekillerinde gösterildiği gibi yük akımında veya batarya voltajındaki değişikliklere göre
on-time kalma süresini değiştirir. Eğer yük akımı artarsa (C) Q1 osilator saykılının uzun bir
süresince on konumunda kalır. Böylece bobin akımının daha yüksek bir peak değerine izin
verir (E). Duty-cycle hem yükteki hemde hattaki değişikliklere cevap olarak değişir.
Herhangibir anahtarlamalı regulatorde bobin değeri ve osilator frekansı dikkatlice
hesaplanmalıdır. Regulatorler batarya voltajına , çıkış akımına ve uygulamanın dalgalanma
ihtiyaçlarına göre belirlenir. Kısaca özetlersek bobin değeri veya osilator frekansı çok yüksek
ise bobin akımı hiçbir zaman yük akımı draini karşılayacak yüksek bir değere ulaşmaz ve
çıkış voltajı düşer. Eğer bobin değeri veya osilator frekansı çok düşükse bobin akımı çok
yükselir belki zararlı bile olabilir.
SÜREKLİ VE SÜREKLİ OLMAYAN MOD
Anahtarlamalı regulatorlerin çalışmaları sürekli veya ayrık olabilir. Sürekli çalışmada
off durumunda bobin üzerinden akan akım hiçbir zaman 0’ a düşmez. Sürekli olmayan
çalışma modunda eğer yük akımının yüksek olması gerekmiyorsa bobin akımı 0 ‘a düşebilir.
Ip
primary current
discontinuous
mode
Is
seconday current
Tdt
Figure 2-a: Primary and secondary currents in discontinuous mode
Ip
primary current
continuous
m ode
Is
seconday current
Figure 2-b: Primary and secondary currents in continuous mode
BUCK-BOOST veya Inverting
TEORİK
INVERTER
PRATİK
DEVRE
INVERTER
DALGA ŞEKLİ
INVERTER
Şekil 1.9 teorik buck-boost konfigurasyonu gösterir. Şekil 1.10 tipik bir IC anahtarlamalı
regulatorun pratik bir devrede inverter olarak kullanılmış bir biçimi gösterilmiştir. Şekil 1.11
ise buna karşı gelen dalga şekillerini göstermektedir.
Şekil 1.9 da gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken bataryadan gelen şarj akımı L
üzerinden akarak kapalı kaldığı süre boyunca magnetik alanı yükseltir. Anahtar açıldığında
ise magnetik alan düşer ve magnetik alanda depolanan enerji bir akıma dönüşür. Bu akım L
üzerinden akar ve şarj akımı ile aynı yöndedir. Çünkü akımın anahtar üzerinden akması
mümkün değildir. Akım diyot üzerinden C ‘ yi şarj edecek şekilde akar. Bu dönüşümün püf
noktası bobinin şarj akımı kaldırıldığı zaman bir kaynak gibi davranabilmesidir.
Şekil 1.10 daki pratik devrede geribesleme devresi ve çıkış kapasitesi çıkış voltajını
regule edilmiş sabit bir değere indirir. Güç ilk kez uygulandığında ground–sensing
komparatörü ( pin 8) çıkış voltajını 1,25 V ile karşılaştırır. Çünkü Cf ilk anda boştur.
Komparatöre pozitif bir voltaj uygulanır ve bu komparatorun çıkışı kare dalga osilatorunu
tetikler. Tetiklenmiş edilmiş kare dalga sinyali anahtarlama transistoru Q1 i on-off yapar.
Transistorun on-off olması şekil 1.9. daki anahtar ile aynı işi görür. On-time iken
bobinde enerji depo edilir ve off time da ise çıkış kapasitesi Cf e serbest bırakılır. Komparator
osilatorun kare dalgası ile Q1’i anahtarlamaya devam eder. Taki Cf de biriken enerji
komparator giriş voltajını 0 V dan daha aza düşürene kadar. Komparatore uygulanan voltaj
çıkış voltajı referans voltajı ve R1 in R2 ye oranı ile ayarlanır.
154 BUCK VEYA STEP –DOWN
TEORİK BUCK
PRATİK DEVRE
BUCK
DALGA
ŞEKİLLERİ
Şekil 1.12 teorik buck yada step-down konfigurasyonunu gösterir. Şekil 1.13 de tipik
bir IC anahtarlamalı regulatorun pratik bir step down converter olarak kullanılmış halini
gösterir.
Burada IC ’nin toprak ucu ( pin4 ) devrenin toprağına bağlanmamıştır. Bunun yerine
pin4 çıkış voltajına bağlanmıştır. Bu geribeslemenin yeniden düzenlenmesinin kullanımıyla
negatif olmayan bir çıkış voltajı regule etmek mümkündür. ( geribesleme sistemi voltajı
toprakta daha negatif hisseder. )
Şekil 1.12 gösterildiği gibi S anahtarı kapalı iken bataryadan gelen akım L üzerinden
akar ve yük direnci üzerinde toprağa akar. S açıldıktan sonra L de biriken enerji yük
üzerinden akan bir akıma neden olur. Devre catch D diyodu ile tamamlanır. Çünkü akım hem
şarjda hem de deşarj da bile yüke doğru akar. Ortalama yük akımı bir inverting
devresininkinden daha büyüktür. Burada önemli olan eşit yük akımları için step-down
devresinin bobini inverting için olandan daha küçük olabilir. Ve bir step-down IC içerisindeki
anahtarlama transistorü denk yük akımları için fazlaca zorlanmaz.
Pratik devrede çıkış kapasitesi Cf boştur. Demek ki toprak ucu ( pin4 ) 0 V dan başlar.
Referans sinyali 1,25 V a toprağın üzerine zorlanır. Peki bu nasıl olur ? Geri besleme ucunu (
pin8 ) topraktan daha pozitife doğru çekerek olur. Bu pozitif voltaj kontrol lojinin çıkış
transistorunu anahtarlama yapmasını zorlar .
Anahtarlama hareketi çıkış voltajını yükseltir, ground lead çıkışla beraber yükselir ta
ki ground lead deki voltaj geribesleme voltajına eşit oluncaya kadar. Bu noktada kontrol lojiği
çıkışı sabit tutmak için anahtarın on-time olduğu süreyi azaltır.
1.5.5. FLYBACK
Flyback anahtarlama regulatorleri ve voltaj dönüştürücüleri iki aşamada (two-cycle )
enerji transferine dayanır. İlk önce enerji bir bobinde depo edilir. İkincide ise enerji bir yük
kapasitesine transfer edilir. Bazı flyback converterların sadece bir basit bobin kullanmalarına
rağmen genellikle bir transformator daha yaygındır. Şekil 1.15 ve 1.16 teorik flyback
konfiglerinin hem bobin hem de transformator kullanılmışlarını gösterir. Şekil 1.17 de ise
tipik bir IC anahtarlamalı regulatorunun pratik bir flyback kofig u biçiminde bağlantılarını
görüyoruz.
Aşağıdaki paragraflar hem teorik hem de pratik fonksiyonların nasıl işletildiğini ve
pratik fonksiyonlarla teorik arasında nasıl bağlantı olduğunu anlatmaktadır. Teorik devredeki
S1 anahtarının harici bir M1 transistoru ile yer değiştirildiğine dikkat edelim. Ayrıca M1
toprağa bağlamıştır , negatif kaynak girişine değil .Sonuç olarak basit bir bobin pratik bir
devrede pozitif bir çıkış elde etmek için kullanılamaz. Şekil 1.15 deki L1 i bir transformatr ile
yerdeğiştirmekle (fig116ve 117) pozitif bir çıkış ( Vout ) negatif bir çıkış ile üretilebilir.
Böylece flyback configi bir inverter olarak kullanılabilir.( section 1.5.3)
Transformatorler 2 giriş çıkış modunda kullanılabilirler. Giriş akımı ve çıkış akımı
alternatif olarak -dönüşümlü- sırayla akarsa bu fonksiyon gerçek bir flyback işlemidir. Eğer
giriş ve çıkış akımları aynı anda meydana geliyorsa buna feed –forward yada kısaca forward
converter denir.
Şekil 1.5. deki basit flyback convertinda gösterildiği gibi S1 anahtarı kapalı iken şarj
akımı bataryadan L1 bobinine akar ve S1 anahtarı kapalı tutulduğu sürece artan bir magnetik
alan oluşturur. S1 anahtarı açıldığı vakit magnetik alan azalır (hızla ) ve depo edilmiş olan
enerji (magnetik alanda) şarj akımı ile aynı yönde olan ve L1 üzerinden akan bir akıma
dönüşür. Çünkü bu akım için D1 üzerinden akmak zorundadır. Bir flyback devresindeki
dönüşümün anahtarı bobinin şarj akımının kaldırıldığı zaman bir kaynak oluşturabilmesidir.
(Bu inverting veya buck –boost configi ile aynıdır. )
Deşarj sırasında L1 bobinindeki akım azalır. Akım 0’a ulaştığında D1 diyodu iletimi
durdurur. Burada bobindeki akımın zamana göre değişimi bobin voltajıyla doğru orantılı ve
indüktansla ters orantılıdır. Ayrıca yük voltajı ve/veya akımı S1 anahtarının on-time ının
kontrolu ile regule edilebilir. Diğer regulatorlerdeki gibi C1 yük kapasitesi enerjiyi
sonuuncusu(taumamını) yük tarafından kullanılıncaya kadar depo eder.
Şekil1.16 daki transformatorlü flyback konfignu bobinli basit flyback konfig ile
aynıdır.( Dalga şekillerinin esasen farklı olmasına rağmen ) . Gerçekte T1 flayback
transformatoru enerjiyi bir sarımı ile depo eder ve diğer sarımı ile gönderir. İlk cycle S1 in
kapanmasıyla başlar. Bu negatiften toprağa çeker. Akım 0 dan başlar ve N1 sarımında şaha
kalkar. Ve bu enrjiyi transformatorun çekirdeğindeki magnetik akısında saklar. Bir süre sonra
S1 açılır. Ve enerji çekirdekten N2 sekondere transfer edilir , sonrada çıkışa transfer edilir.
Pratik IC flyback regulator devresi diğer anahtarlamalı regulatorlerle benzerdir. Bir
osilator , komparator, hata kuvvetlendiricisi, referans ve kontrol lojiği bulunmaktadır.
Bununla beraber IC’ye harici olan devreler biraz daha komlex dir. Aşağıda kısaca IC ve harici
komponentler ve fonksiyonları anlatılmıştır.
Pin 1 deki osilator pin 6 daki pulseleri sürmek için bir time base üretir ( clock ) .
osilator frekansı pin1 e bağlanmış harici Cx kapasitesi ile ayarlanır. Hata kuvvetlendiricisi
geribesleme ve referans sinyallerini karşılaştırır. ( 2 ve3 nolu pinler ) ve girişteki farkla
orantılı
olarak kuvvetlendirilmiş bir hata sinyali üretir.Akım komparatorü hata
kuvvetlendiricisinin çıkışı ile ( R4 üzerindeki voltajla ölçülen ) transformatordeki akımla
orantılı bir sinyalle karşılaştırılır.
Eğer pin7 deki geribesleme sinyali hata sinyalinden büyükse kontrol lojiği ( bir ff ve
çıkış sürücüsü) M1 transistorunu turn off yapar. Kontrol lojiği M1 in herbir osilator cyclında
sadece bir pulse alması için bir FF kullanır. Çıkış sürücüsü M1 e hızlı bir anahtarlama sinyali
sağlamak için FF çıkışını kuvvetlendirir. Pin 4 deki referans voltajı IC komponentleri için –5
VOLlT sağlar. Hem de hata kuvvetlendiricisi için bir referans olur. Pin 5 deki paralel
regulator IC yi kenetlemek için bir zener gibi davranır. Böylece kaynak güvenli sınırlarda
önceden regule edilir.
Güç ilk uygulandığında hata kuvvetlendiricisi çıkış voltajının istenilenden daha az
olduğunu hisseder. Ve kontrol lojiğine akım komparatorü üzerinden bir hata sinyali yollar.
Sıra ile kontrol lojiği çıkış voltajını yükseltmek için M1 e darbe yollar. Çıkış voltajı arzu
edilen değere ulaştığında kontrol lojiği M1 sürücüsünü değiştirir ,böylece transformator akımı
sabit bir seviyede tutulur.
R1 ve R2 nin oranı Vout değerini tayin eder. Tipik olarak bu kombinasyonun rezistans
değerleri 25-100k aralığında olmalıdır. Bu input-bias akımını ve input noise errorlarını
minimize eder.
R3 değerinin değeri şönt regulator (pin6) akımını ayarlar. R4 ün değeri ise max M1
üzerinden akan akım max anahtarlama akımını ayarlar. R5 direnci M! İ off konumunda tutar.
(başlangıçta yada IC aktif olmadığı anda ) R6 direnci M1 e gelen kapı sürücüsünde bir sinyal
kaybı oluşturur. Böylece mümkün osilasyonları önler. R7 direnci hata kuvvetlendirircrrrisi
girişindeki input –bias current hatalarını engeller.
R8 direnci ,C3 kapasitesi ve D1 diyodu scrubber şeklini alır. Öyleki M1 drain i ve T1
primerinde çınlamayı bastırır. Böylece M1 e zarar verme tehlikesi(potaansiyel) olan voltaj
spikes( çıkmalarını) azaltır. R8/C3 kombinasyonu M1 in tipine göre ihmal edilebilinir. Supply
voltajına ve T1 karakteristiğine bağlı olarak. C2 kapasitesi geribesleme sinyali için olan bir
filtre gibi iş görür. C4 ve C5 kapasiteleri şönt regulatoe ( pin5 ) voltajını filtreler.
Eğer şönt akımı IC yi gereğince beslsmek için çok düşük kalırsa çıkış sırasıyla shut
down olur ve düşük bir frekansta turn on olur (motor boating ) Bu frekansı da C5 belirler. C4
kapasitesi anahtarlama gürültüsünü yüksek frekanslarda filtrelemek için düşük bir empedansa
sahip olmalıdır.
C6 ve C7 kapasiteleri çıkış voltajını filtreler. D2 diyodu çıkış voltajını doğrultur. Çıkış
yükü gücünün temel limitini bir devre belirler. Bu devre M1 in gate to drain kapasitesi
tarafından belirlenir. Her ne kadar kapasitif yükleri sürmek için özgün olarak dizayn edilse
bile pin 6 daki sürücü çıkışı büyük FET leri anahtarlamayacaktır.
Herhangi bir flyback converter yada regulatorun bir dezavantajı enerjinin büyük bir
miktarının transformatorun sarımlarında DC akım formunda depo edilmesinin
zorunluluğudur. Bu ise sarımlardaki çekirdeklerin sadece AC kullanımındakinden daha
büyük olmasını gerektirir. Bu problemin üstesinden forward ile gelinebilinir.
ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI İÇİN BOBİN VE TRANSFORMATOR
SEÇİMİ
Anahtarlamalı güç kaynakları için magnetik elemanların her zaman için tasarım
problemlerinin en büyük kaynağını oluşturur.
BOBİN TASARIM TEMELLERİ
Aşağıda boost konfigurasyonu olarak bağlantısı yapılmış bir devre görülmektedir.
Devredeki bobinin yedi elektriksel kriteri taşımalıdır :
1. Değer : İndüktans değeri en az giriş voltajında bile yeterince enerji edebilmelidir. Fakat
yüksek akım geçmesine neden olmayacak kadar yüksek olmalıdır.
2. Doyum : Çekirdek en yüksek tepe akımlarında bile doğru indüktans değeri göstermelidir.
3. Dielektrik Dayanıklılığı : Sarımların izolasyonu bobinin flyback voltajına dayanabilmelidir.
4. DC Direnci : Sarım direnci aşırı ısınmalar sebep olmamalıdır.
5. Yeterli Q Değeri : Bobin çekirdek kayıpları düşük verimliliğe yada aşırı ısınmaya sebep
olmamalıdır.
6. Elektromagnetik Girişim ( EMI ) : EMI regulator IC ‘ lerini yada yakın devreleri
bozmamalıdır.
7. Rasgele Kapasite : Bobinin kendi rezonans frekansı ( Self Resonant Frequency - SRF )
anahtarlama frekansından 5-10 kez den büyük olmak zorundadır.
BOBİN DEĞERİNİN HESAPLANMASI
Doğru indüktans değeri anahtarlama frekansına ve bobine uygulanan voltaja bağlıdır.
Her ikisi de bobin akımının tepe değerini bulmaya yarar . Yanlış bobin değeri yetersiz enerji
depolanmasına yada transistorde aşırı akımlara neden olur. Sırasıyla yetersiz enerji depo
edilmesi yavaş açılışa ve yavaş geçici cevap süresine neden olur. PFM regulatorlerde yetrsi
enerji depo edilmesi kötü yük regulasyonuna da sebep olur.
Kaynak akımı ve indüktans değeri bobin üzerinden geçen akımın yükselme eğilimini
belirler. Eğer sürekli olmayan modda çalışıyorsa ortalama yük akımı bobin üzerinden geçen
akımın tepe değeri ile doğru orantılıdır. Sırasıyla akımın tepe değeri akımın eğimine , akımın
eğimi indüktans değerine bağlıdır.
Vout= çıkış voltajı , Vın = kaynak voltajı , Vsw= transistorun doyma gerilimi
Vd= diyot üzerinde düşen gerilim
Not: Burada duty-cycle %50 alınmıştır ( bu sebepten formulde 4 katsayısı gelir. )
Anahtarın açık olduğu süre boyunca bobin üzerindeki akım IPK değerine kadar artar.
Bu süre boyunca bobine uygulanan gerilime Vartma denir. Anahtarın kapatılmasıyla bobin
üzerinden geçen akım azalır ve bobinin bu süre boyunca maruz kaldığı gerilime Vazalma denir.
VL = L
di
dt
VL ( artma ) = L
I PK
t artma
I LOAD = t azalma
I LOAD =
(1)
VL ( azalma ) = L
I PK
2T
I PK
t azalma
( 2)
T = 2t on
t azalma I PK
4t on
t artma = t on
t azalma
V
= artma
t artma Vazalama
(denklem 1 ve 2 den elde edilir )
Vartma = V IN − V SW
Vazalma = Vout + V D − V IN
I PK =
VOUT + VD − VIN
(4 I LOAD )
VIN − VSW
Bobine ait genel gerilim-akım denkleminden L indüktansı kolayca hesaplanır.
L=
VIN − VSW
(t on )
I PK
UYGUN İNDUKTANS DEĞERİ
En uygun induktans değerinin bulunmasını bir örnek ile gösterebiliriz. Şekil xx deki
devreyi bu amaçla kullanabiliriz .Giriş voltajının 5 V 4- %10 olduğunu çıkışın 15 V olması
gerektiğini kullanılan 1N5817 diyodunu Vd=0,4 V olduğunu , MAX641 regulator entegre
devresinin %10 toleransla 50 khz ve %50 duty-cycle ile çalıştığını düşünürsek max ve min L
değerleri ne olmalıdır.
Maksimum bobin değerini bulmak için minimum giriş voltajı (VIN=4,5) , maksimum
doyma gerilimi ( VSW=0,75) ve minimum on-time süresi (ton = 9 µ s) kullanılır.
I PK =
L=
15 + 0,4 − 4,5
(15)(4) = 174mA
(4,5 − 0,75)
4,5 − 0,75
(9) = 194 µH
174
Minimum bobin değerini bulmak için MAX641 IC devresinin müsade ettiği
maksimum akım değeri ( IPK = 450 mA) , maksimum on-time süresi ( ton = 11 µ s) ve
minumum doyma voltajı ( VSW=0,25) kullanılır.
L=
5,5 − 0,25
(11) = 128µH
450
TOP 412/414 TOPSwitch Ailesi ÜçTerminalli
DC den DC ye PWM Switch
Ürünün Göze Çarpan Noktaları
• Ayrı Anahtarlayıcılar için düşük fiyat yerdeğiştirme
- 15 den daha az komponent için fiyatı düşürür,güvenliği arttırır.
- Daha küçük ve kesin bir sonuca 12 mm yüksekliğinden daha az ve tüm yüzeye
monte edilen komponentlere izin verir
• Flyback Topolojisinde %80 den fazla verimlilik
- built in start-up ve akım sınırı Dc kayıpları azaltır
- düşük kapasitans MOSFET anahtarlama kaybı azaltır
- CMOS kontroller/gate sürücü sadece 7mW tüketir
- %70 maksimum duty cycle iletim kayıplarını azaltır.
• Tasarımı Basitleştirir time to market zamanını azaltır
- entegre PWM kontroller ve yüksek güç MOSFEti
- kompanzasyon ,bypass ve start-up /auto start fonksiyonları için sadece bir harici
kapasite gerektirir
• Sistem Seviye Hata Koruma Özellikleri
- auto-restart ve cycle by cycle akım sınır fonksiyonları hem primer hem de
sekonder hatalarını tutar
- on-chip latching termal shut down tüm sistemi aşırı yüke karşı korur.
• Geniş Farklı kullanım Alanı
- buck , boost flyback yada forward topolojisini tamamlar
- hem opto hemde primer geribesleme ile kolayca arabirim kurar
- sürekli olan yada olmayan çalışma modlarını destekler
16 VDC girişine kadar çalışmalar için açıkça belirtilmiştir
Tanım
TOPSwitch bir DC den DC ye çevrim için gerekli tüm fonksiyonları sadece 3 uçla
tamamlar. Turn-on gate sürücüsü ile kontrol edilen yüksek voltaj N-kanallı güç MOSFET i,
120 kHZlik osc ile entegre ile entegre edilmiş voltaj mode Pwm kontroller , yüksek voltaj
start-up bias devresi , bandgap referenced türetilmiş , çevrim kompanzasyonu ve hata koruma
devresi için bias şönt regulator/hata kuvvetlendiricisi içermektedir. Ayrık MOSFET ve
kontroller yada self osilating ( RCC) anahtarlamalı çevirici çözümleriyle karşılaştırıldığında ,
TOPSwitch entegre devresinin toplam maliyeti, komponent sayısını ve boyutunu azaltır aynı
anda verimliliği ve sistem güvenliğini arttırır. Bu devre Telecom , Cablecom ve diğer DC den
DC ye çevrim uygulamaları için uygundur.
21 W lık çıkış gücü vardır. İçten ,SMD-8 paketinin lead frame i 6 tane pinini cipteki
ısıyı boarda doğrudan aktarmada kullanılır. Böylece soğutucu maliyetini azaltır. Bu bölümün
sonunda devrenin bu amaçla kullanımı için bir örnek vardır.
Pinlerin Fonksiyonel Tanımı
DRAİN PİNİ
Çıkış MOSFET inin drain bağlantısıdır. Start-up işlemi sırasında dahili bir
anahtarlanmış-voltaj akım kaynağı üzerinden dahili bias akımı sağlar. Dahili akım hissetme
noktası
KONTROL PİNİ
Duty cycle kontrolu için hata kuvvetlendiricisi ve geribeslem akım girişidir. Normal
çalışma süresince dahili bias akımını dahili şönt regulator bağlantısıdır. Latching shut-down
için trigger girişi . bu ayrıca supply bypass ve auto –restart /kompanzasyon kapasite bağlantı
noktası.
SOURCE PİNİ
Çıkış MOSFET inin source bağlantısıdır. Primer tarafı devre common, power returnu
ve referans noktasıdır.
TOPSwitch Ailesi Fonksiyonel Tanımı
TOPSwitch , açık-drain çıkışlı kendinden biased ve korumalı liner kontrol current –toduty cycle dönüştürücüdür. Mümkün fonksiyonların maksimum sayıda entegrasyonu ve
CMOS un kullanımıyla yüksek verimlilik sağlanır. CMOS, bipolar yada ayrık çözümlerle
karşılaştırıldığında bias akımlarını önemli ölçüde azaltır. Entegrasyon , akım hissetmesi ve
/veya başlangıç start-up bias akımı için kullanılan harici güç dirençlerini azaltır ,yok eder.
Normal çalışma esnasında , dahili çıkış MOSFET duty-cycle ı , şekil 4 de gösterildiği
üzere Kontrol pini akımının arttırılmasıyla liner olarak azalır. Tüm gerekli kontrol , bias ve
koruma fonksiyonlarını tamamlamak için DRAİN ve KONTROL pinlerinin herbiri aşağıda
tanımlandığı üzere birçok fonksiyonları çalıştırır. TOPSwitch entegre devresinin zamanlama
ve voltaj dalga şekilleri için Figure 6 , bir blok diagram için Figure 2 ye bak.
KONTROL Voltaj Kaynağı
Vc Kontrol pini voltajı kontroller ve sürücü devresi için bir kaynak yada bir bias
gerilimidir. Kontrol ve SOURCE pinleri arasına yakın olarak bağlanmış bir harici bypass
kapasitesi gate sürücü akımına kayank sağlamak için gereklidir. Bu pine bağlanan
kapasitansın toplam değeri ( CT) , konrol çevrim kompanzasyonu gibi auto-restart
zamanlamasını ayarlar. Ve iki çalışma modunda da regule edilir. histeriitik regulasyon
başlangıcın start-up ve aşırı yük çalışmaları için kullanılır. Şönt regulasyonu ,duty cycle error
sinyalini kontrol devre kaynak akımından ayırmak için kullanılır. Start-up sırasında ,Vc akımı
, DRAIN ve KONTROL pinleri arasına harici olarak yerleştirilmiş bir yüksek voltaj
anahtarnmış akım kaynağı tarafından sağlanır. Akım kaynağı , toplam harici kapasitesi (CT)
gibi kontrol devresine kaynak sağlamak için yeterli akımı sağlar
.
İlk anda Vc üst eşiğe ulaşır, yüksek voltaj akım kaynağı turn-off olur ve darbe genlik
modulatoru ve çıkış transistoru figure 5-a da gösterildiği gibi harekete geçirilir. Normal
çalışma sırasında geribesleme kontrol akımı Vc kaynak akımını sağlar. Şönt regulator Vc yi
5,7 V da tutar. Bunu i darbr genlik modulatorunu hata sinyali hissedici direnci RE üzerinden
gerekli DC kaynak akımının aşılmasını KONTROL pini geribesleme akımın şöntlemesiyle
yapar. Bu pinin düşük dinamik empedansı ( Zc) bir primer geribeslem konfigurasyonunda
kullanıldığı zaman hata kuvvetlendiricisinin kazancını belirler. KONTOL pininin dinamik
empedansı harici kapasiteyle beraber ve harici direnç ve kapasitans güç sisteminin kontrol
çevrimi kompanzasyonunu belirler.
Eğer KONTROL pininin harici kapasitesi ( CT) daha düşük eşiğe doğru boşalacaksa ,
çıkış MOSFET i turn off olur ve kontrol devresi bir düşük akım stand-by moduna yerleştirilir.
Yüksek-voltaj akım kaynağı turn-on olur ve harici kapasiteyi tekrar doldurur. Figure 6 da
akım şarjı negatif olarak deşarjı pozitif olarak gösterilmiştir. Figure 5 b de gösterildiği üzere ,
yüksek-voltaj akım kaynağının turn on –off yapılmasıyla , histeritik auto-restsrt komparatoru
Vc yi 4i7 den 5,7 ye kadar olan bir aralıkta tutar. Auto-restart devresinin çıkış MOSFET ini
sekiz deşerj-şarj cycle ı geçinceye kadar tekrar turn-on olmasını engelleyen 8 e bölünmüş bir
sayıcısı vardır. Sayıcı verimli bir şekilde , TOPSwitch güç israfını auto-restart çıkış voltajı
regulasyonu tamamlayıncaya kadar devretmeye devam eder.
OSİLATOR
Dahili osilator dahili kapasiteyi iki gerilim seviyesi arasında , darbe genlik modulatoru
için bir testere dalga biçimi oluşturmak için liner olarak şarj ve deşarj olur. Osilator darbe
genlik modulatorunu/akım sınır latch ını her çevri başında ayarlar. 120 kHzlik nominal
frekans , güç kaynağı uygulamalarında EMI yi minimize , verimliliği maksimize etmek için
seçilir. Akım referansının düzeltilmesi osilatorun frekans doğruluğunu geliştirir.
Darbe Genlik Modulatoru
Darbe genlik modulatoru bir voltaj-mode kontrol çevrimini , kontrol pinine akan
akımla ters orantılı bir duty-cycle ile sürülen çıkış MOSFET i tarafından tamamlanır. RE
üzerindeki hata sinyali 7 kHzlik köşe frekanslı bir RC networkuyla anahtarlama gürültüsünün
etkisini azaltmak için filtrelenir. Filtrelenmiş hata sinyali , duty-cycle dalga şeklini üretmek
için harici osilator testere dişi dalga şekliyle karşılaşırılır. Kontrol akımının arttırılmasıyla
duty-cycle azalır. Osilatorden bir saat sinyali çıkış MOSFET ini turn-on yapan bir latch i
ayarlar. Çıkış MOSFET inin turn off olmasıyla darbe modulatoru latch i resetler . Maksimum
duty-cycle dahili osilatorün simetrisiyle ayarlanır. Modulatorun hata sinyalinden bağımsız
TOPSwitch in akım tüketimini saklı tutmak için minimum bir on-time ı vardır. Duty-cycle
değişmeye başlamadan önce ,KONTROL pinine minimum bir akımın sürülmesi gerekir.
Gate Sürücüsü
Common mode EMI yi minimize etmek için kontrollü bir oranda çıkış MOSFET inin
turn-on yapmak için gate sürücü tasarlanmıştır. Gate sürücü akımı geliştirilmiş doğruluk için
düzeltilir.
Hata Kuvvetlendiricisi
Şönt regulatorü , primer geribesleme uygulamalarında bir hata kuvvetlendiricisinin
fonksiyonunu yerine getirir. Şönt regulatoru gerilimi kompanze edilmiş bandgap referans
ısısından doğrulukla türetilir. Hata kuvvetlendiricisinin kazancı KONTROL pininin dinamik
empedansı tarafından ayarlanır. KONTROL pini harici devre sinyallerini Vc voltaj seviyesine
kenetler. KONTROL pini akımı , kaynak akımından fazla şönt regulatoru tarafından ayrılır ve
RE üzerinden hata sinyali olarak akar.
Cycle –Cyclr Akım Sınırı
Cycle-cycle tepe drain akım sınır devresi çıkış MOSFET –On rezistansını bir hissedici
direnç olarak kullanılır. Bir akım sınır komparatorü MOSFET açık hal drain-source gerilimi (
VDSON) bir eşik gerilimiyle karşılaştırır. Yüksek drain akımı eşik gerilimini aşmak için
VDSON a sebep olur ve çıkış MOSFET ini sonraki saat çevriminin başlangıcına kadar turn
off yapar.
Shutdown/Auto-restart
TOPSwitch güç tüketimini minimize etmek için shutdown/auto-restart devresi güç
kaynağını %5 lik bir duty cycle da eğer regulasyon hali haricinde devam ederse. Regulasyon
kaybı KONTROL pinine olan harici akımı keser. Ve regulasyonu şönt modundan histeritik
auto-restart moduna kadar değişir. Hata durumu kaldırıldığında güç kaynağı çıkışı regüle
edilmiş olur, Vc regulasyonu şönt moduna döner ve güç kaynağı normal çalışma moduna
döder.
Latching Shuydown
Çıkış aşırı gerilim koruma latch iKONTROL pinine olan yüksek akım darbesi
taafından harekete geçirilir. Latch ayarlandığında TOPSwitch çıkışını turn off yapar. Giriş
gücünün kaldırılması ve düzeltilmesiyle power-up reset devresinin çalıştırılması yada bir
anlık KONTROL pininin power-up reset eşiğinin aşaısına çekilmesiyle latch ı resetler ve
TOPSwitchin normal kaynak çalışmasını düzeltmesine izin verir. Vc güç kaynağı latch off
yapıldığında histeritik modda regule edilir.
Aşırı Isı Koruması
Sıcaklık koruması , jonksiyon sıcaklığının termal shut down sıcaklığını ( yaklaşık 145
c) aşmasıyla , dakik bir analog devresinin çıkış MOSFET ini turn off yapmasıyla sağlanır.
Giriş gücünün kaldırılması yada düzeltilmesiyle yada bir anlık flfld
Yüksek –Voltaj Bias Akım Kaynağı
Startup yada histeritik çalışma sırasında , bu akım kaynağı TOPSwitch i DRAINden
biaslar ve KONTROL pininin harici kapasitesini ( Ct ) şarj eder. Histeritik çalışma autorestart ve latched shutdown esnasında meydana gelir. Akım kaynağı , yaklaşık % 35 lik
verimli bir duty cycle ile anahtarlanır. Bu duty cycle KONTROL pin şarjı ( Ic) ve deşarj
akımlarının ( ICD1 ve ICD2) oranıyla belirlenir. Bu akım kaynağı çıkış MOSFET i
anahtarlanırken normal çalışma sırasında turnoff yapılır.
Genel Devre Çalışması
Fiigure 7 TOP 414G kullanan tipik bir DC-DC çevirici gösterir. Bu kaynak 2 A ve 5V
sağlar. Ve 36-72 VDC gibi geniş bir giriş aralığında çalışır. Güç kaynağı 0-50 C lik bir çevre
sıcaklığında çalışır.
En yüksek mümkü verimliliği ve en küçük devre kartı alanını elde etmek için , primer
ve sekonder akım dalga şekli mümkün olan endüşük RMS ve dalgalanma akımına sahip
olmak için şekillendirilir. Bu ise mümkün olan maksimum duyt-cycle dan fasydalanma ve
sürekli modda çaalışmasıyla elde edilir.
Örnel olarak maksimum komponent yüksekliği 12 mmdir EFD-20 trafo çekirdeği bu
maksimum komponenet yüksekliğine uydurmak için seçilmiştir. TOP 414G nin bir yüksek
akım sınırı vardır. Bunun anlamı EF 20 çekirdeği start up sırasında regulasyon tamamlana
kadar doyacaktır. Bu TOP 414 G ile kabul edilebilir. Harhangibir parça streisne sebep olmaz
( sağlanan maksimum drain voltajı 250 V aşağı ve bir zener kenetleme için kullanılır). Bir
zener diyot kenetleme devresi ( VR1 ve D1) sızıntı indüktası spike ını sabit bir maksimum
gerilime kenetlemede kullanır. ( bir RCD , direnç, kapasite diyot kenetleme devresi bu
uygulama için uygun olmayacaktır. )
Örnek devrede C1 DC girişin bölgesel couplingini sağlar. DC giriş kaynağı bu
çeviriciden uzak olduğunda gereklidir. Düşük öngerilimli bir shotky diyodu ( D2) sekonderin
düzeltilmesini sağlar ve ilave soğutucuya ihtiyaç duymaz. ( PCB, DPAK diyot paketiyle
kullanıldığında yeterli soğutmayı sağlar.) Tantal kapasiteler ( C3 ve C4 ) sekonder
kapasitansı için küçük taslak ve düşük kesit sağlar. Çıkış kapasiteleri ( C3 –C6) ile bir pi
Filtre şekli alan L1 indüktör yüksek frekans anahtarlama gürültüsünü filtreler. Kontrol
çevriminin kazancı R2 direnciyle ayarlanır. R1 , C3 ,C4 C5 ve C6 kararlılığı etkiler. R3 ve R4
dirençleri DC regulasyon noktasını ayarlar ve by-pass kapasitsi C8 üzerinden U3 şönt
regulatorunu ayarlar. U2 optokuploru için drive sağlar. Sistemde geri kalan anahtarlama
gürültüsü C9 seramil kapasitesi tarafından filtelenir.
C2 kapasitesi ve R1 direnci KONTROL pini geribesleme devresinin bir
parçası olur. Cx kapasitesi yalnızca kontrol pinindeki yüksek frekans gürültüsünü
decouple etmek için kullanılır.
AN-16 APPENDİX A
TOPSwitch Entegre Devresi İle Flyback Tasarımı
TOPSwitch entegre devresi bir yüksek voltaj güç MOSFET anahtarını , yalıtımı ,
regulasyonu ve korumayı tamamlamak gerekli tüm analog ve dijital kontrol devrelerini içerir.
Çok az harici komponenetleri gerektirmesi sebebiyle güç kaynağı tasarlamayı büyük oranda
basitleştirir. 100kHz lik yüksek anahtarlama frekansı güç kaynağının boyutunu , daha küçük
enerji depolama komponenetlerinin kullanıma izin vermesi sebebiyle düşürür. TOPSwitch ,
yalıtılmış güç kaynaklarında yada DC den DC ye çeviricilerde kullanımı için tasarlanmıştır.
50 watta kadar olan güç seviyeleri 85 den 265 VAC ye kadar AC gerilimlerden elde edilir. a
100W içi ise195 den 265 VAC giriş aralığıyla elde edilir. Daha düşük giriş gerilimlerinde
çalışabilmesi çıkış gücünün azaltılmış seviyeleriyle mümkündür.
Flyback güç kaynağının çalışması ve ideal olan ve olmayan devre çalışmaları daha
önce açıklandı. Sürekli olan ve olmayan çalışma modları arasındaki fark tartışıldı. Yüksek
frekans çalışmasının faydaları sunuldu. Hem liner hem de anahtarlamalı tekniklerini kullanan
güç kaynaklarının diğer tipleri test edildi ve flyback topolojisiyle karşılaştırıldı.
Flyback Güç Kaynağı
Figure 1 de gösterilen flyback topolojisi off-line yalıtılmış güç kaynağı uygulamaları
için tavsiye edilir. Flyback güç kaynağının parça sayısı azdır , geniş giriş gerilimi aralığına
kendinden geribesleme gerilimini hissetme , tek yada çoklu çıkış gerilimi kabiliyeti ,giriş
voltajından büyük yada küçük olabilen çıkış gerilimi ve hem pozitif hem de negatif gerilim
sağlayabilme özelliği vardır.
Hemen hemen tüm off-line anahtarlamalı güç kaynakları , uluslar arası ve ülke içi
güvenlik regulasyonu şartlarını sağlayabilmek için primer ve sekonder komponentleri
arasında yalıtıma gerksinim duyar. Bu yalıtım , herhangibir gerekli gerilim dönüşümüyle
beraber bir güç trafosunu gerektirir. Birçok anahtarlamalı güç kaynakları ayrıca bir bobine
enerji depolama komponenti olarak hemde PWM module edimiş anahtarlamalı dalga şeklini
bir DC çıkışa dönüştürmede gereksinim duyulan alçak geçiren bir filtrenin parçası olarak
ihtiyaç duyar. Flyback topolojisi düşük güçlü yalıtılmış anahtarlamalı güç kaynakları için
caziptir. Çünkü trafo , enerji depolaması ,yalıtımı ve gerilim dönüşümü sağlayan tek bir
magnetik komponentde bobin ile birleştirilmiştir. Forward converter gibi diğer
dönüştürücülerle karşılaştırıldığında flyback en az magnetik komponente ,en düşük parça
sayısına ve bunun sonucu olarak da en düşük maliyete sahiptir. Flyback topolojisi bu
avantajları 100W güç seviyelerine yada 10 amper çıkış akımı seviyelerine kadar elinde
tutar.100W yada 10 amper çıkış akımının üzerindeki komponenet stres seviyeleri diğer
topolojilerin daha pahalı komponenetlerin kullanımını gerektirmesi maliyet yönünden daha
fazla verimli olmasına izin verir.
Flyback topolojisinin bir diğer önemli avantajı güç trafosuna bir geribesleme sarımı
ilavesiyle çıkış voltajıyla doğru orantılı geribesleme geriliminin doğrudan elde edilebilmesidir. Bunun anlamı primer ve sekonder devreleri arasında bir optokuplor yada benzer bir
yalıtım aracı kullanmadan sekonder tarafının regulasyonu güç kaynağının primer tarafından
tamamlanabilir. Tekli yada çoklu , daha yüksek yada alçak , pozitif yada negatif çıkış
voltajları herşeyden önce güç trafosunun yapımının bir fonksiyonudur.
Diğer Tekniklerle Karşılaştırılması:
Düşük güç uygulamaları için flyback güç kaynaklarına alternatifler ,buck converter ve
forward converter gibi liner kaynakları ve diğer anahtarlamalı topolojileri içerir. Bunlar
aşağıda kısaca gözden geçirilmiştir.
Liner Güç Kaynakları:
Liner güç kaynağı figure2 de gösterildiği gibi bir AC hat frekans ( 50-60Hz) trafosu ,
doğrultucu filtresi ve liner regulatorun kullanımıyla karakterize edilir. Güç kaynağının bu tipi
pahalı olmayıp , güvenlidir. Fakat şu dezavantajlar sahiptir:
- geniş boyut kaplaması
- yetersiz verimliliğe sahip olması
- dar giriş gerilimi aralığında kullanılabilmesi
Anahtarlamalı Güç Kaynakları
Birçok farklı anahtarlamalı güç kaynağı vardır. Buck boost ve forward dönüştürücüler
aşağıda anlatılmıştır.
Buck Converter: Figure 3 de gösterilmiş buck converter yüksek bir gerilimden daha
düşük bir voltaja indirmede yararlıdır. Önemli özellikleri :
- yalıtımsız olması
- duty cycle gereksinimleri şartları tarafından yaklaşık 10:1 dönüşüm oranıyla
sınırlanmış olması
- sadece aşağıya doğru dönüştürür pozitif çıkış vermesidir.
Boost Converter:: Figure 4 de gösterilmiş boost converter düşük bir seviyeden daha
yüksek bir seviyeye çıkartmak için faydalıdır. Önemli özellikleri:
- yalıtımsız olması
- duty cycle gereksinimleri şartları tarafından yaklaşık 10:1 dönüşüm oranıyla
sınırlanmış olması
- sadece yukarıya doğru dönüştürür pozitif çıkış vermesidir.
Forward Converter: Figure 5 de gösterilmiş olan forward converter Buck’ın
yalıtılmış bir versiyonudur Tekli yada çoklu negatif , yüksek yada düşük çıkış gerilimleri trafo
tasarımıyla mümkündür. Bu topoloji 100 den 300W a kadar güç çıkışları için faydalıdır.
Önemli özellikleri:
- her çıkış gerilimi için bobin gerektirmesi
- her çıkış gerilimi için ekstra diyot gerektirmesi
- ilave yalıtılmış geribesleme devresi gerektirmesidir.
Çoklu Anahtar Dönüştürücüleri: Çoklu anahtar dönüştücü topolojileri push-pull,
yarım köprü,tam köprü, iki transistor flyback ve transistor forward converterları içerir. Tüm
bu devreler en az bir ilave güç anahtarı içermekte ve çok kompleks ve masraflı olmaktadırlar.
Bunlar güç kaynaklarının sınırını 200 wattan birkaç kilowatta kadar olmasının sağlamak için
kullanılırlar ve düşük güç ve düşük maliyetli tasarımlar için uygun değildirler.
Rezonant ve Yarı-rezonant Dönüştürücüler : Rezonant dönüştürücüler , sıradan
anahtarlamalı güç kaynakları tarafından kullanılan darbe genişlik modulasyonlu yarı-kare
dalgalardan ziyade sinüzoidal dalga şekilleriyle gücü işlemek için rezonanat tank devrelerini
kullanan anahtarlamalı güç kaynaklarıdır. Yarı-rezonant güç kaynakları anahtarlama dalga
şeklindeki turn on ve turn off kenarlarını düzeltmek için rezonant devrelerini kullanan
anahtarlamalı güç kaynaklarıdır. Genelde rezonanat ve yarı-rezonant dönüştürücüleri 100
kHzden epey daha yüksek frekanslarda kullanılır ve geleneksel yarı-kare dalga anahtarlamalı
güç kaynaklarından daha çok komponenet gerektirir. Peak gerilimi yada akım stresi seviyeleri
,kullanılan sıfır voltaj anahtarlama yada sıfır akım anahtarlama topolojisine dayanan yarı-kare
dalga güç dönüştürücülerinden daha yüksektir. En verimli rezonant dönüştürücüler devre
komleksine katkı olacak şekilde hem yüksek hem de alçak kenar anahtarlamayı kullanır.
Rezonant dönüştürücüler düşük çıkış güç seviyelerinde maliyet olarak verimli değildir.
FLYBACK TEORİSİ
Temel Flyback Çalışması
Figure 1 de TOPSwitch den faydalanan temel bir flyback güç kaynağı devresi görülmektedir.
T1 trafosu hem enerji depolanması , çıkış izolasyonun sağlanması hem de çıkış voltajının dönüşümü için
kullanılır. TOPSwitch “on” olduğu zaman D2 sekonder diyoduna ters gerilim uygulanmıştır ve trafonun primer
sarımında akım şu denkleme göre yükselir.
I PRI = I1 +
(VIN − VDS ( on ) ).ton
Lp
(1)
I PRI amper cinsinden primer akımıdır. I1 primer akımının ilk değeridir. VIN köprü
çıkışından sonraki DC giriş gerilimidir. V DS ( ON ) TOPSwitch in çıkış mosfetinin drain ile
source üzerinde düşen gerilimdir. LP henry cinsinden trafonun primer indüktansıdır.
Trafonun çıkış yükü devresinden ters gerilimli D2 diyodu sebebiyle yalıtılması sonucu Rl ye
enerji C1 kapasitesinden karşılanır.
TOPSwitch in “turn off ” olmasıyla trafo çekirdeğindeki magnetik akı azalmaya başlar
ve sekonder sarımının polaritesi ters çevrilir. D2 ” turn on” olur ve TOPSwitch in “on-time”
süresince trafoda depolanan enerji yük devresine boşalır. Rl yüküne kaynak sağlar ve ontime süresinde C1 den boşaltılan yerine konur. TOPSwitchin “turn off” olmasıyla sekonder
N
sarımındaki ilk akım değeri I P . S olur. I P , I PRI nın TOPSwitch on-time sonundaki tepe
NP
değeri ve Np, primer sarım sayısı Ns, sekonder sarım sayısıdır. Sekonder akımı ilk
değerinden itibaren azalmaya başlar . Aşağıda bu azalmanın denklemi verilmiştir:
I Sec =
I P .N p
Ns
−
(V0 + V D 2 ).t off .N 2 p
2
N s Lp
(2)
( Isec >=0)
Vo kaynağın çıkış gerilimi , Vd2 üzerinde düşen gerilimidir. Eğer sekonder akımı “
off-time” süresinde 0’a düşerse çıkış akımı C1 çıkış kapasitesi tarafından karşılanır.
TOPSwitch off-time nın sonundaki Isec değerine dayanan flyback kaynak işleyişinin
iki farklı modu vardır. Eğer Isec TOPSwitch off-time ın sonunda yada öncesinde sıfıra
düşerse kaynak sürekli olmayan modda çalışıyordur. Eğer Isec “off-time” süresi sonunda
sıfırdan büyük ise kaynak sürekli modda çalışmaktadır
İdeal Model ( Sürekli Olmayan Mod)
Figure 6 da gösterildiği gibi sürekli olmayan modda çalışan flyback güç kaynakları
için üç
farklı devre çalışma aralığı vardır.
İlk çalışma aralığı TOPSwitch on iken meydana gelir. I PRI akımı trafo çekirdeğinde bir
magnetik alan oluşturacak şekilde trafo primer sarımında liner olarak artar.
V DS ( ON )
TOPSwitch üzerindeki drain-source gerilimi bu aralık süresince yaklaşık sıfırdır. Çıkış diyodu trafonun
nokta kutbu yüzünden sekonderde akımın akmasına engel olur. Trafo sekonderinin D2 ters gerilim uygulanmış
biased diyodu tarafından çıkıştan yalıtılmasıyla akım C1 tarafından çıkışa sağlanır.
(2) ikinci aralıktaki çalışma TOPSwitch “turn-off” olduğunda başlar.Trafonun magnetik
alanında depolanan enerji hem primer hem de sekonder sarımlarında üzerinde ters polariteye sebep olur. İdeal bir
devrede sekonder akımı Isec aniden akmaya başlamasıyla Iprs primer akımı aniden akması durur. Sekonder
sarımı üzerindeki gerilim ,çıkış voltajı ve diode forward geriliminin toplamına eşittir. Sekonder voltajı primer
sarımına trafo sarım oranıyla geriye yansıtılır. Çalışmanın bu aralığında Vds TOPSwitch üzerindeki geriliminin ,
Vor yansıtılan gerilimi ile Vın giriş geriliminin toplamı olduğuna dikkat edin. Bu yansıtılmış gerilim
TOPSwitchdeki zarar verici aşırı gerilimi önlemek için trafonun dönüş oranını seçerken hesaba katılmalıdır.
Yansıtılmış gerilim ayrıca, kaynağın primer kısmının kontrolunu mümkün hale getirerek primer returnune
reference eden bir bias yada kontrol sarımı üzerinden trafonun primer kısmından kaynağın çıkış voltajını dolaylı
olarak hissetmek için de kullanılabilir.Çalışmanın ilk aralığı süresince trafonun primer indüktansında depolanan
enerji , çalışmanın ikinci aralığı süresince yüke akım sağlar ve birinci ve ikinci aralıklar süresince C1 çıkış
kapasitesinden boşaltılan şarjı yeniden doldurur.
Çalışmanın üçüncü aralığı çekirdek içindeki magnetik alan
sıfıra düştüğünde oluşur (Isec=0). Trafonun primer yada sekonderinde hiçbir akım akmaz (sürekli olmayan
çalışma modunu tanımlar ). TOPSwitch üzerindeki Vds geriliminin giriş geriliminin seviyesine düştüğüne dikkat
ediniz. Trafonun depo edilmiş enerjisinin sıfıra düşmesiyle , çıkış yük akımı tekrar C1 çıkış kapasitesi tarafından
sağlanır.
Trafo tarafından her cycle yüke sunulan enerji şöyle verilir:
1
2
E = .L p .I p .η
2
Böylece çıkış gücü şöyle tanımlanır
1
2
P0 = .L p .I p .η. f s
2
fs güç kaynağının frekansı ,nü verimlilik . Denklem ( 1 ) ifadesinin Ip nin ( I1 =0 ve Vdson=0 ) yerini
alması ve ton nun D/fs olarak tanımlanması – duty cycle fs TOPSwitch çalışma frekansı olmak üzere – şöyle bir
ifade elde edilir.
2
V IN .D 2 .η
Po =
2.L p . f s
(3)
Sürekli olmayan modda çalışan bir güç kaynağında kontroller arzu edilen çıkış gerilimini
korumak için yüke yeterli gücü dağıtmak için primer anahtarının duyt-cycle nı ayarlayacaktır. Dut-cycle hem
giriş voltajının hemde çıkış yükünün bir fonksiyonudur.
İdeal Model ( Sürekli Mod)
Sürekli mod çalışması için karakteristik dalga şekli için Figure 7 ye bakın.
Sürekli olmayan modda sekonder akımı Isec tamamen sıfıra düşmez bu yüzden işlemin 3.
Aralığı olmaz. Iprı primer akımım , trafo dönüşüm oranıyla yansıtılmış Isec sekonder akımının final değerine
denk bir akım adımıyla başlar. Turn-on anındaki TOPSwitch
Üzerindeki drain-source gerilimi az önce tartışıldığı şekilde üçüncü aralığın elimine edilmesiyle
farklıdır. Yansıtılmış çıkış voltaj durumu TOPSwitch tekrar turn-on oluncaya kadar off-cycle ın dengesi için
devam eder.
Sabit bir çıkış gerilimini korumak devam ettirmek için on-time süresince primer indüktansında
yukarı çkmış akım miktarı off-time süresince akımın aşağıya çekilmesiyle dengelenmelidir. Bu şu demektir:
(V IN − V DS ( on ) ).D
L p. f s
=
(V o + V D 2 ).(1 − D)
Ns
.L p . f s
Np
(4)
Vo ı ı çözmek için şöyle bir ifade elde ederiz
V 0 = [(Vıı − Vdson).
D Ns
.
] − Vd 2
1 − D Np
(5)
Güç kaynağı sürekli modda çalıştığı sürece yukarıdaki ifadeden de görülebilir ki çıkış
geriliminin çıkış yüklemesi üzerinde doğrudan bir dayanağı yoktur. To a first order , kaynağın duty-cycle ,
yükün değişmesiyle sabit kalır ve yerine primer akımının dalga şeklinin ilk değeri değişecektir.
Güç trafosunun primer indüktansı , çıkış yüklemesi(loading) ve TOPSwitch off-time , sürekli
yada sürekli olmayan çalışmayı belirler. Bu bağımlılık Denklem 2 de gösterilmiştir.
Sürekli olan ile olmayan çalışma sınırı şu denklemle tanımlanır
Iob =
V 2 ın.Vo
Ns
2. f s .L p .[(
.Vıı ) + Vo] 2
Np
(6)
Iob sürekli ve sürekli olmayan çalışma arasındaki sınırda çıkış akımıdı.
Bu denklem tüm anahtarlama cycle ı güç kaynağının çıkış akımının integralinin off-time periyodu
boyunca trafo sekonder çıkış akımının integraline denk olduğunun kabul edilmesiyle türetilmiştir. Bunun anlamı
off-time boyunca ( süresince ) tüm anahtarlama cycle boyunca yüke verilen enerjiyi dengelemek için trafo
kesinlikle yeterli enerji verir. Geriye hiçbir enerji kalmaz ve off-time ın sonunda biter hiç kalmaz .
Eğer çıkış akımı denklem 6 nın sağ tarafından daha büyük ise kaynak sürekli modda çalışır. Küçükse
sürekli olmayan modda çalışır. Daha küçük bir trafo primer indüktansı daha hızlı bir oranda magnetik alanda
enerji depolamayı bırakır ve sürekli olmayan iletim moduyla sonuçlanır. Tersine , diğer taraftan , daha geniş
büyük bir primer indüktansı her cycle çekirdekte depolanan tüm enerjiyi bırakmayacaktır ve sürekli modda
çalışacaktır. Eğer yük akımı Iob aşağısına düşürülürse kaynak sürekli olmayan modda çalışacaktır. Ayrıca ,eğer
giriş volajı verilen bir yük için arttırılırsa kaynak sürekli olmayan moda geçebilir, Iob giriş voltajının artmasıyla
artar.
AN-16 TOPSWİTCH FLYBACK DESİGN
Bir off-line anahtarlamalı güç kaynağı tasarımı elektrik mühendisliğinin birçok
konusunu içerir; analog ve dijital devreler ,bipolar ve MOS güç devrelerinin karakteristikleri ,
magnetikler ,termal nedenler , güvenlik gereksinimleri , kontrol çevrim kararlılığı vb.Bu ise
içinde birçok kompleks tasarım değişkeni ( parametre ) içeren oldukça büyük bir sorun ortaya
koyar. Bununla beraber TOPSwitch in yüksek seviyedeki entegre devresiyle , bu tasarım
görevlerini büyük ölçüde kolaylaşmıştır. Önemli bir ölçüde tasarım değişkeni azaltılması ve
kendi içindeki hazır çevrim kararlılığı sayesinde basit bir adım adım tasarım metodu
uygulanabilir ki bu tasarımın özelliği , kolayca izlenebilmesi ve memnun edici sonuçlar ortaya
koymasıdır.
Bir anahtarlamalı güç kaynağı tasarımı , optimize etmek için ayarlanması gereken
birçok değişken içeren iteratif bir işlemdir. Aşağıda bu tasarım 3 parça içeren bir biçimde
tanımlanmıştır. Önce tam bir akış diagramı , basitleştirilmiş bir adım adım tasarım prosedürü
ve detaylı bilgi bölümü
1) Akış diagramı tüm tasarım metoduna yardımcı olacak ve genel çerçeveyi gösterecek
şekilde , anlaşılır bir seviyededir
2) Adım adım tasarım prosedürü ise tasarım metodunun basitleştirilmiş bir
versiyonudur.
3) Bilgi bölümünde ise tasım için gerekli denklem vesaire bilgileri içerir.
Temel Devre Konfigurasyonları
TOPSwitch in yüksek seviyeli içeriği yüzünden birçok güç kaynağı tasarımı konuları
devre çipinde çözülmüştür. Daha ufak konular ise uygulamadan uygulamaya değişmeyen
temel bir devre konfigurasyonuna bırakılmıştır. Farklı seviyedeki çıkış güçleri için bazı devre
elemanlarının değerlerinin değişmesi gerekebilir. Fakat devre konfigurasyonu sabit kalır.
Temel flyback converter şartları dışında özel uygulama konularından ( sabit akım ,sabit güç
çıkışları..) burada bahsedilmemiştir.
Bununla beraber bazı gereksinimler temel dönüştürücü devresine ilave devrelerin
eklenmesiyle yerine getirilir. Devre konfigurasyonunun tek değişebilen parçası geribesleme
devresidir. Güç kaynağının çıkış gereksinimlerine bağlı olarak 4 olası devreden birisi
uygulama için seçilir. ( Figure 3-6 da gösterilmiştir)
Temel devre konfigurasyonu ( birçok TOPSwitch flyback güç kaynağında kullanılan )
Figure 1 de gösterilmiştir. Bu konfigurasyon komponent tanımlamaları için referans devresi
olarak da kullanılabilir.
Tasarım Akışı
Figure 2A B ve C bir tasarım akış diagramı sunmaktadır. Figure 1 de gösterilen temel
devre konfigurasyonunun tasarım yaklaşımının mantığı şu şekilde özetlenebilir
1-Sistem gereksinimlerini tanımlamak ve ona uygun geribesleme devresinin
belirlenmesi
2-Uygulama için en küçük TOPSwitch’in bulunaması
3-Seçilen TOPSwitch için en küçük trafo tasarlanması
4-Geri kalan komponentler seçilmesidir
Adım Adım Tasarım İşlemi
Bu tasarım süreci bir spreadsheet kullanır. Bu spreadsheet TOPSwitch flyback güç
kaynağı tasarımı için gerekli tüm önemli denklemleri içerir. Ve birçok hesaplamaları
otomatik hale getirir. Tasarımcılar bu yüzden sıkıcı hesaplamalardan kurtulmuşlardır.
Herhangibir anda hesaplamaya bir parametre eklenebilir. Sayfanın sağında parantez içinde
parametre için hücre yeri gösterilmiştir. A1 ,B3 gibi. Tüm kullanıcı tarafından sağlanan
girişler B sutununda ,sonuçlar D de C ise bazen gerekebilecek ara hesaplama değişkenleri
içindir.
1.Adım:Sistem gereksinimleri tanımlanır : VACmax,VACmın,fL,fs,Vo,
•
•
en düşük AC giriş voltajı ayarlanır ( Tablo 1 den)
en yüksek AC giriş voltajı ayarlanır ( Tablo 1 den)
•
•
•
•
•
•
fL hat frekansı 50 yada 60 Hz ,
TOPSwitch anahtarlama frekansı fs 100kHZ,
Vo çıkış voltajı V cinsinden ,
Po çıkış gücü Watt cinsinden ,
Eğer daha iyi bir değer yoksa güç kaynağının verimliliği 0,8 ,
Eğer daha iyi bir değer yoksa Z kayıp dağıtım faktoru 0,5
alınır.
2.Adım Geribesleme devresinin çıkış ihtiyaçlarına göre VB bias voltajının seçilmesi
* çıkış özelliklerine bağlı olarak figure 3-6 dan bir geribesleme devresi ve bu devreye
göre de gerekli bias voltajı Tablo2 den seçilir.
3.Adım Po ve giriş voltajına göre Cın giriş kapasitesini ve minimum DC giriş voltajı
belirlenir
•
•
•
köprü diyodun iletim süresi ayarlanır , tc=3msn
giriş depolama kapasitesi Tablo 3 den seçilir.
Minimum DC giriş voltajı bulunur.
4. Adım Vor yansıyan çıkış voltajı ve kenetleme diyodunun zener gerilimi giriş
voltajına göre ayarlanır
•
tablo 4 e göre giriş voltajına bağlı Vor yi seç
5.Adım Vmın ve Vor e göre Dmax belirlenir
•
•
TopSwitch Drain-source gerilimini 10V olarak ayarla
Maksimum duty-cycle ‘ı düşük hatta tanımla
6.Adım Ir primer dalgalanma akımının ıp primer tepe akımına oranına göre Krp
yi ayarla
•
•
100/115 VAC için 0,4 Krp değeriyle ,
230
VAC için 0,6 Krp değeriyle başla
Krp Tablo 5 deki sınırlar içinde kalacak şekilde tutulmalıdır
7. Adım Iavg, Ip,Ir,Irms primer dalga şekli parametrelerini belirle
•
•
•
•
ortalama giriş akımını
primer tepe akımını
primer dalgalanma akımını
primer RMS akımını
hesapla
8. Adımdan 10. Adıma : Mümkün olan en küçük TOPSwitch ‘i pratik ısı sınırları
altında seç
•
0,9.Ilimit >= Ip olacak şekilde minimum akım sınırını göz önüne alarak en küçük
TOPSwitch ile başla
11.Adım Gerekli Ip akımına karşı seçilen TOPswitchin minimum Ilimit ‘i kontrol
edilir. Krp =1 ya da Ip= 0,9.Ilimit oluncaya kadar arttrılır
•
•
•
Krp nin yeni değeri girilir
Ip kontrol edilir.
Krp =1 yada Ip= 0,9 .I limit oluncaya kadar tekrar edilir.
12. Adım Lp primer indüktansı hesaplanır
13. Adım Po a göre çekirdek ve bobin seçilir. Ve Ao,Lo,Al ve BW çekirdek ve
bobin kataloglarından seçilir.
•
•
•
•
çekirdeğin efektif kesit alanı Ae cm2 ,
çekirdeğin uzunluğu Lc cm ,
kılıflanmamış çekirdek endüktansı Al nH/sarım2 ,
bobin genişliği BW mm
cinsindendir
14.Adım Primer tabakalarının sarım sayısı ve sekonder sarım sayısı ayarlanır
L= 2 ile başlanır
100/115 VAC için Ns =1 sarım/volt
230 VAC
için Ns= 0,6 sarım/volt ile başlanır
*l ve Ns in tekrar ayarlanmaya ihtiyacı olabilir
•
•
15.Adım Primer ve bias sarım sayısı hesaplanır
•
•
•
•
•
diyod gerilimleri PIN diyotları için 0,7 schottky için 0,4 kullanılır
çıkış doğrultucusunun ileri gerilim voltajı ayarlanır
bias doğrultucusunun öngrileme gerilimi ayarlanır
Np sayısı
Nb sayısı hesaplanır
16.Adımdan 22.Adıma Bm ,CMA ve Lg kontrol edilir. eğer gerekliyse L, Ns yada
çekirdeğin değiştirilmesiyle devam et
•
•
•
•
•
•
•
güvenli M i ayarla. 230 VAC li margin wound için 3 mm , 100/115 VAC li için 1,5
mm kullan triple izolated için sıfıra ayarla
maksimumakı yoğunluğu 300ile 200 Gauss arasındadır
Lg gap uzunluğu 0,051 mm den büyüktür
Primer sarımının akım kabiliyeti circular mils Per amp cinsinden 500 ile 200
arasındadır
L,Ns i bobini Tablo 6 ya göre değiştirerek tekrarla
Primerin minimum iletken çapı mm cinsindendir
Primerin maksimum dış çapı mm cinsindendir
23. Adım Sekonder parametrelerinin tanımlanması
•
•
•
•
•
sekonder tepe akımı amper
sekonder RMS akımı amper
çıkış kapasitesinin dalgalanma akımı amper
sekonder minimum iletken çapı mm
sekonder maksimum dış çapı mm
cinsindendir
24.Adım Sekonder ve bias sarımlarındaki ters gerilim değerlerini tanımla
•
•
PIVs sekonder sarımının maksimum ters gerilim tepe değeri volt
PIVb bias sarımının ters gerilim değeri volt cinsinden
25.Adım Zener kenetleme ve bloklama diyodunun Tablo 7 ye göre seçimi
26.Adım Çıkış doğrultucusunun Tablo 8 e göre seçimi
•
•
Vr>= 1,25 PIVs 24.adımdan gelen PIVs ve Vr doğrultucunun ters gerilimi
Id>= 3.Io ,Id diyodun DC akımı
27.Adım: 23.adımdan gelen Iripple a göre çıkış kapasitesinin seçimi
•
•
•
105 C ve 100 kHz de belirlenen kapasite dalgalanma akımı Iripple dan büyük yada
ona eşit olmalıdır.
Düşük ESR li elektronik kapasite kullan. Çıkışın anahtarlam dalgacık gerilimi
Isp.ESR olur.
Yüksek akım çıkışları için dalgalanma akımı kabiliyetini arttırmak için paralele
kapasite kullanılır. Mesela:
28.Adımdan 29.Adıma: Sadece ama sadece çıkış anahtarlama dalgacık voltajı
belirtilen sınırlar içinde değilse LC çıkış filtresi eklenir
•
•
L indüktörü :2,2 den 4,7µH ye kadar .Düşük akım çıkışı için ( <=1 A) demir
boncuklar kullanılır.
C kapasitesi: 120 µF, 35 V düşük ESR li elektronik kullanılır
30.Adım Vr>= 1,25 PIV b olacak şekilde Tablo 9 dan bias doğrultucusu seçilir.
31.Adım Bias kapasitesi seçilir
•
0,1 µF 50 V luk seramik kullanılır.
32.Adım Kontrol pini kapasitesi ve seri direnç seçimi
•
•
kontrol pin kapasitesi olarak 47 F 10 V düşük fiyatli elektrolitik kullan ( düşük
ESR li kapasite kullanma )
Seri direnç olarak 6,2 Ω luk ¼ watt kullan ( eğer Krp =1 ise gerek yok)
33.Adım RD1,ST202A ,ST204A uygulanabilir tasrımlara göre geribesleme
devreelemanlarının seçimi
•
•
2 . adımda tanımlanmış tasarım uygulanabilir .
detaylı eleman bilgisi için referans tasarımları referans al
34.Adım Köprü doğrultucunun seçimi
•
•
Vr>= 1,25 .1,414 .VACmax
Iacrms>=2.Id
olmalı
35.Adım TOPSwitch flyback güç tasarımının tamamlanması
DETAYLI BİLGİ
1.Adım sistem Gereksinimlerini kararlaştırınız:VACmax,VACmınfsfLvoPozn
Adım adım yöntemi önceden tayin edilmiş parametre değerlerini kullanır. Şöyle ki
VACmax,VACmın Vor yada Vclo birçok yaygın olarak karşılaşılan giriş voltajı aralığı . 85
den 132 VAC ,100/115 VAC için 195 den 265 VAC ,230 VAC için 85 den 265 VAC geniş
giriş için 4-%15 lik bir voltaj değişimi tüm hallerde kabul edilir. Bir miktar giriş voltajı farkı
olan uygulamalar 3.4. ve 5. Adımdaki derin bilgiler Cın,Vor Vcı ve Vmın için uygun
değerleri seçmek için kullanılabilir.
Verimlilik ( n) çıkış gücünün giriş gücüne oranıdır. Verimlilik sekonder diyot kaybı
nedeniyle çıkış voltajı ile değişebilir. En iyisi benzer güç kaynaklarını temsil eden bir rakam
kullanmaktır. Anahtarlamalı güç kaynaklarının verimliliğinin tipik aralığı –çoğunluğu düşük
voltaj çıkışı sağlayanlar ( 5 ya da 3,3) için %75 iken daha yüksek çıkış voltajı sağlayan
kaynaklar ( 12 v ve yukarısı) için %85 dir. Eğer böyle bir bilgi yoksa %80 uygun bir seçimdir.
Po , çıkış gücü nü verimlilik olmak üzere sistemde kaybolan güç Po. 1-nü/nü dür. Bu
sekonder devreleri ve primerdeki denge devreleri olabilir. Primer ve sekonderdeki kayıp
dağılımını bilmek önemlidir. Çünkü sekonder kayıpları trafo tasarımında hesap edilen ve
trafonun çalışmasındaki güce karşılık gelir. Primer clampda dağılan güç sekonder kaybı
olarak kabul edilir. Çünkü bu güç clamp devresine dağıtılmadan önce trafo tarafından işlenir.
Sekonder kaybının tüm kayba oranı Z kayıp payı olarak tanımlanır. Deneyimlerine göre
ayarlanması icap eder. Eğer hiçbir referans bilgisi mümkün değilse 0,5 değeri kullanılmalıdır.
2.Adım bir geribesleme hissedici ve Vb bias gerilimine kara ver
4 çeşit geribesleme devresi tavsiye edilir. Primer geribesleme devresi Figure 3 de
gösterilmiştir. Bu en az pahalı olan fakat daha düşük doğruluğa ve doğrultmaya sahiptir ve
sadece düşük güç ve daha yüksek çıkış gerilimine uygundur. ( Vo >5 V). Çıkış doğruluğu
prime geribeslemesi için bir 22V Zener ve bir kapasitenin Figure 4 deki şekilde eklenmesiyle
geliştirilebilinir. TL431 gibi doğru bir referans karşılaştırıcının kullanılmasıyla opto-kuplor
geribesleme yüksek doğruluk ve artı bir masrafla regulasyon sağlar ve tüm voltaj ve güç
aralıkları için uygundur. Bir ara çözüm ise bir opto kuplorun bir zener his devresi
kullanmaktır. ( Figure 5). Bu teknik orta seviyedeki güçler için uygundur ( 30 Wa kadar) ve
özellikle 5 V dan daha yüksek çıkış gerilimlerinde uygun doğruluktadır.
3.Adım Cın Giriş kapasitesinin ve Vmın minimum DC giriş geriliminin tespiti
Tam dalga doğrultulmuştur AC hattı Cın giriş kapasitesi tarafından ( Figure1 )
doğrultulduğu zaman meydana gelen yüksek gerilimli DC Bus ( V+) ın Figure 7 de
gösterildiği gibi bir voltaj dalgalanması vardır. Minimum DC gerilimi Vmin ( Vacminde
meydana gelen en düşük hat voltajı ) güç kaynağının tasarımı için önemli bir parametredir.
Cın değerinin seçilmesinde pratik olarak 2-3 mikroF her watt başına 100/115 VAC yada geniş
giriş için yada 1mikoF 230VACde 100/115 VAC yada universal için 90 VDC bir Vmin e 230
VAC için de 240 VDC Vmine sebep olur. Cın değeri birçok uygulamada uygun bir fiyat
sunan bu kural ile elde edilir. Daha yüksek Cın değerleri kapasite fiyatını arttırır.( daha
yüksek
Verilen bir Cın için Vmin in doğru hesabı ( yada tam tersi ) oldukça karışık bir iştir.
Bu iş kapalı olmayan forrm çözümlü denklemin çözümünü içerir. Aşağıda gösterilen denklem
birçok durum için yeterli doğrulukta olan 1. Dereceden yaklaşımı gösterir.
1
− fc )
2. f L
η.C IN
2.Po. (
2
V MIN = (2.V ACMIN ) −
tc genellikle 3msn dir ve doğruda ölçümle saptanabilir.
4.Adım Vor yansıtılan çıkış voltajını ve Vclo kenetleyici zener voltajının tespiti
Figure1 de gösterilen TOPSwitch kullanılmış tipik bir flyback devresi gösterilmiştir.
TOPSwitch off konumuna geldiğinde ve sekonder iletime geçtiğinde sekonderdeki gerilim
sarım oranına göre primer tarafına yansıtılır. Bu yansıtılmış Vor gerilimi DC giriş gerilimine
TOPSwitch drain noktasında eklenir. Drainde en kötü durum gerilimi DC giriş gerilimi
maksimum değerinde iken high line da meydana gelir. Maksimum DC giriş gerilimi şöyle
hesaplanabilir.
V max = 2 .V ACMX
Vmax + Vora ilaveten drain ayrıca turn-off olmasıyla geniş bir voltaj fırlaması görür.
Bunun sebebi primer sarımının sızıntı indüktansında depo edilen enerjidir.( Figure 8 ve 9). Bu
gerilim fırlamasını BVdss minimum drain kırılma gerilimi sınırını fazla aşmasını engellemek
için
prime üzerine ( çapraz ) bir clamp devresi gerektirir. Figure 1 de bir clamp zeneri
gösterilmiştir. Açılışın ilk anlarındaki sızıntı enerjisini kenetlemede kullanılan alışılagelen RC
clamp devrelerinden ziyade bu zenerli clamp tavsiye edilir. Zener clamp voltajının nominal
değeri Vclo yansıyan voltajdan %50 daha fazla olmalıdır. Bu yüzden zener sadece sızıntı
enerjisini kenetler ve primerden sekondere switch-over akımına engel olmaz. Deneysel
ölçümler göstermektedir ki bu gerilim sınırı sekonder akımının sızıntı indüktansı üzerinden
hızla kurulması için gereklidir. Daha düşük clamp voltajları kullanılmamalıdır. Çünkü
çekirdek depo edilen enerjinin bir kısmı zenere aktarılabilir, zenerde yok edilen israf edilen
artar.
Nominal zener clamp voltajı Vclo genellikle düşük akım değerleri ve oda sıcaklığında
tanımlanır. Yüksek voltaj zenerleri sağlam bir pozitif sıcaklık katsayısına ve oldukça çok
sıcaklık direncine sahiptir. Sonuç olarak yüksek akım ve yüksek sıcaklıklarda Vclm daha
yüksek olabilir. Deneysel veriler göstermiştir ki Vclm belirlenen Vclo nun %40 ı kadar
yüksek olabilir.
Vclm=1,4.Vclo
Bir zener diyot seçerken gözönüne alınmalıdır. Buna ilaveten bir 20 V eklenmesine
izin vermek önemlidir. İleri toplanma zamanının sebep olduğu ( zener diyodu ile seri olan
blok diyoduna ) . Tüm bu faktorlerin gözönüne alınmasıyla TOPSwitch drainin
karşılayabileceği maksimum voltaj
Vdrain =Vmax + ( 1,4.1,5.Vor) +20 V
Güç kaynağı fiyatını azaltmak için yukarı etkilerin tümünü hesaba kattıktan sonra Vor
yi TOPSwitch break down voltajı ile uygun maksimize etmek önemlidir. Daha sonra
görüleceği üzere , daha yüksek bir Vor , TOPSwitch çalışma akımını aynı çıkış gücü için
azaltan daha geniş bir Dmax ile sonuçlanır. Eğer Dmax TOPSwitch in maksimum izin verilen
duty cycle ına yaklaşırsa ( %64 ), Vor daha fazla arttırılamayacaktır
Bir 100/115 VAC güç kaynağı için Vacmax 115 VAC e dayanır 132 VAC olacak
V max = 2.132 = 187V
Figure 8 de görülebileceği üzere bir 187 Vun Vmax için yukarıdaki alıştırmadan
gidersek bir 350 V TOPSwitch kullanmak 90 Vluk stnadart clamp zeneriyle sonuçlanır. 60
Vluk Vor ve 17 Vluk sınır kullanımıyla sonuçlanır. Aynı şekilde 230 V için yada unıversal
uygulamalar için düşünürsek 265 VAC VACmax 700 Vluk TOPswitch 200 Vzener ve ona
karşı gelen 135 Vluk Vor ve 25 Vluk sınır.( Figure 9 a bak ) Eğer bu sınırlar çok küçük
görünüyorsa , unutulmamalıdır ki bu analiz en kötü halleri kullanmaktadır normal sınırlar için
bu oldukça büyüktür. Ayrıca breakdown voltajı yüksek sıcaklıklarda artar. Bu da sınırın
artmasını sağlar.
5.Adım Düşük hatta Dmax Max Duty cycle ın Vor ve Vmın kullanılarak tanımlanması
Önce Vor ve Vmın bilinir.dmax ı hesap etmek kolaydır
VOR
D MAX =
VOR + (VMIN − V DS )
Vds ,TOPSwitch in on-time süresince drain-source üzerindeki ortalama gerilim figure
10 ve 11 de gösterildiği üzere V ds nin 0 olarak ayarlanmasıyla Dmax ın değeri tek giriş
voltajlı uygulamalar için %36 %40 a universal giriş uygulamaları için %60 lara kadar bir
aralıkta değişebilir. Gerçekte Vds yaklaşık olarak 10 Va ayarlanmalıdır ki bu 10 V luk diğer
Dmax da oldukça fazla bir artışa sebep olur.
Daha yüksek Vmın daha düşük Vmax daha geniş Vor e izin verip ve bundan dolayı
daha geniş Dmax sebep olurken daha yüksek Vmın verilen TOPSwitch in çıkış gücü
yeteneğini doğrudan arttırır. Yüksek Dmax ayrıcı TOPSwitch in çıkış gücünü de arttırır. Bu
yüzden daha dar giriş voltajı aralığı daima ya daha yüksek çıkış voltajına yada daha düşük güç
kaynağı maliyetine ulaştırır.
6.Adım Krp nin Ir dalgacık akımının Ip tepe akımına oranının ayarlanması
IR
IR
-başlangıçta Krp=0,4 100/115 VAC yada universal giriş için
0,6 230 VAC birçok sürekli mod için
-Krp daha az sürekli işlemler için ,daha yüksek değere arttırılabilir
-Krp, tanımı gereği 1 den büyük olamaz, ve üsteki değerlerden de az olamaz
K RP =
Güç kaynağı tasarımcısı mühendisin birçoğu kontrol çevriminin stabilize edilmesi
daha kolay olan sürekli olmayan modu kullanmayı tercih eder. TOPSwitch ile ,hazır çevrim
kompanzasyonu yüzünden ,basit bir harici RC networkunu ,çalışma modunun çevrim
bağımsızlığını stabilize etmek için kullanmak mümkündür.
0.6 Krp 230 VAC için tavsiye edilir. Bu sayede daha yüksek voltaj seviyelerinde drain
noktasındaki kapasitenin boşalmasının sebep olduğu daha yüksek ve geniş kenar akım
sıçramalarına uyum sağlanır.
7.Adım Primer Dalga şeklinin Parametrelerinin Tanımlanması
Iawg düşük hattaki ortalama DC akım basit olarak giriş gücünün Vmın e bölümüdür.
Giriş gücü ile çıkış arasındanü oranı
P0
η.VMIN
Krp ve Dmax ın tanımlanmasıyla akımın dalga şekli bilinir. Dalga şeklinin basit
geometrisinden dolayı ,Ip primer tepe akımı Irdalgalanma akımı ve Irms akımının RMS
değeri Iawgnin bir fonksiyonu olarak türetilebilir.
I AWG
Ip =
I R = I P .K RP
K RP
(1 −
).D MAX
2
I AWG =
2
K
I RMS = I P . D MAX .( RP − K RP + 1)
3
8.Adım TOPSwitch Data sheet minimum Ilimit özelliğine ve gerekli Ip ye göre
TOPSwitchin Seçimi
0,9. min I LIMIT ≥ I p
Ilimit akım limitinin min değeri TOPSwitch data sheetinde oda sıcaklığında
tanımlanmıştır. Yüksek sıcaklıkta bu parametrenin hafif azalmasını uydurmak için , oda
sıcaklığının limiti %10 derated edilmeli. Bu Ipyi 0,9 ile bölerek yapılabilir ve bu değerin
datasheetindeki minimum Ilimit ile karşılaştırılmasıyla olur. En küçük TOPSwitch ( Bu
değerden daha yüksek bir değerine sahip olan TOPSwitch en düşük maliyet için ilk seçim
olmalıdır.)
9.Adımdan 10.Adıma Isı Sınırlarını Kontrol et eğer Güç Kaybını Azaltmak
Gerekiyorsa Daha Büyük TOPSwitch kullan
-Düşük hattaki TOPSwitch iletim kaybını hesapla
2
PIR = I RMS .D DS (ON )
( 100 C)
-anahtarlama kaybını hesapla
Cxt drain noktasındaki harici kapasitedir.
1
PCXT ≅ C T .(V MAX + VOR ) 2 . f s
2
-TOPSwitchin jonksiyon ısını ( Tj ) toplam kaybın bir fonksiyonu hesapla
0
j T = 25 C + ( PIR + PCXT ).θ JA
-eğer Tj>100C ise daha büyük TOPSwitch seç
-kritik olmayan uygulamalar için AN-14 tablo 2 ye bakılır. Pratik soğutucu ile TOPSwitch
tavsiyeleri için
TOPSwitch çevresindeki ısı uygulamadan uygulamaya önemli ölçüde değişebilir.
Tamamıyla ilişik fansız laptop adaptorleri güçde önemli sınırlamalar ortaya çıkartır. Bu güç
kutunun dışında kabul edilebilir seviyededir, yüzey sıcaklığını aşmadan kutu içinde harcanır
gağıtılır. Bu uygulamada soğutucular sadece kutu yüzeyindeki ısıyı dağıtmaya yardım eder.
Verilen yüzey sıcaklığındaki gerçek güç yeteneği genellikle kutunun yüzölçümünü tanımlar.
Tersi olarak , bir PC güç kaynağının soğutmayı sağlayan fanı vardır. Burada daha geniş bir
soğutucu kafa daha yüksek güç dağıtılması için cevap olabilir.
Bu yüzden TOPSwitch deki kayıpları ilk anda tahmin etmek önemlidir ;verilen
uygulamada uygun olup olmayacağını görmek için. İletim kayıpları ( Pıl) düşük hatta baskın
kayıp faktoru olma eğilimindedir ve TOPSwitch data sheetlerindeki çıkış karakteristiğinin
eğiminden 100 C de IRMS ve RDSON kullanarak hesaplanabilir. Eğer kayıplar kabul
edilemez seviyede ise daha düşük bir RDSON lu daha geniş bir TOPSwitch , daha düşük güç
israfı için seçilebilir.
Harici drain kapasitesi yüzünden düşük hattındaki anahtarlama kayıpları ihmal
edilebilir ve önem verilmez .Eğer önemli harici kapasite CXT ise PCXT anahtarlama
kayıpları da öngörülmelidir. Hatta düşük hat genellikle TOPSwitch kayıpları için en kötü
durumdur. Bunu inceleyip doğruluğunu saptamak ihtiyatlıdır.( by iletim ve anahtarlama
kayıplarının at düşük hatt hesaplanmasıyla ) Özellikle drainde önemli harici kapasite varsa
İlk önce TOPSwitch deki en kötü hal bilinir. En kötü haldeki durumuna hava
etrafındaki maksimum kalıp(ölme) ısısı termal empedans kullanarak tahmin
edilebilir.(içerdeki şart hava kapalı kaynaklar için kullanılır) from paketin die to tab/heat sink
,tetajc ( TOPSwitch datasheetinde tanımlanmıştır).ve çevreye ısı dağılımından tetaca (
genelde ısı dağılımı data sheetinde tanımlanmıştır) Eğer bir ısı dağıtıcı etiketi olmayan bir
paket kullanılırsa 8 pinli DIP gibi ,sonrasında tipik bir kalıptan çevreye arasındaki olan ısı
empedansı , teta ja bir board monte edilmiş parça için data sheetde böyle hesaplamalar için
Bulunabilir. Tavsiye edilen tüm uygulamalarda kalıp sıcaklığının 100 C altında tutulmasıdır.
11.Adım Gereken Ip ye Karşılık Seçilen TOPSwitchin minimum Ilimit i kontrol et En
az sürekli olan işlemler için eğer mümkünse Krp yi arttır.
Düşük hatta sürekli modda çalışmanın kullanımı verilen bir çıkış gücü için gerekli tepe
akımını azaltır.( Daha küçük bir TOPSwitch kullanımına izin vererek). Bununla beraber , eğer
çok arzu edilirse TOPSwitch ile çekirdek boyutu arasında bir trade-off, Krp değerini arttırarak
ayarlanabilir. Daha geniş Krp daha geniş bir TOPSwitchin maliyetinde daha küçük bir
çekirdeğin kullanımına izin verir. Daha büyük Krp daha az sürekli modda çalışma ve daha
düşük Lp indüktansı anlamına gelir. ( fakat aynı anda daha yüksek tepe akımına Ip ) (
mümkünse en küçüğü olacak şekilde ) . Önemli ölçüde ekstra akım kabiliyeti sonuçlanacak
bir tasarım için en uygun TOPSwitch seçilebileceği zaman bu konu oldukça önemlidir. daha
yüksek bir Krp kullanarak azalmış bir çekirdek boyutu için bu ekstra akım kabiliyetini trade
yapmak en iyisidir. Trafonun çekirdeğinin boyutunu etkilemeye ilaveten Krp ayrıca kaynağın
verimliliğini de etkiler. Daha geniş Krp daha yüksek primer RMS akımına sebep olur ve daha
yüksek TOPSwitch iletim kayıplarına ( daha düşük IRMS ve düşük TOPSwitch kaybına yol
açarken ). Dar fiziksel alan/ağırlık sınırlamalarının ve /veya verimlilik gereksiniminin olduğu
uygulamalar için orta değer bir Krp değeri fiyat ve performans arasındaki optimum çözümü
sunabilir.
Bu tasarım metodu mümkün olan en yüksek Krp yalnız bir kez seçilmiş ilk TOPswitch
kullanmak içindir. Esneklik elbette diğer tasrım opsiyonları için mümkündür. Deneyimli
mühendisler uygulamalarının özel gereksinimlerine dayanamamış olan Krp değerine göre
kendi yargılamalarını yapmalıdırlar.
12.Adım Lp primer indüktansını Tanımla
Her anahtarlama cycle ında primer den sekondere transfer edilen enerji basit olarak ½
Lp.Ip2 ile ½ Lp( Ip2-Il2) arasındaki farka eşittir. Primer indüktansı Lp Ip Krp fs Po nü ve Z
ninbir fonksiyonu olarak gösterilebilir.
10 6 .P0
2.(1 − η ) + η
Lp =
.
K
η
2
I p .K RP .(1 − RP ). f s
2
nü verimlilik ,Z kayıp paylaştırma faktorü. Eğer Z=1 ise tüm kayıplar sekonder
tarafındadır. Sıfır ise primerde Z basit olarak sekonderdeki kaybın tüm kayba oranıdır. Eğer
daha iyi referans bilgisi mümkün değilse Z=0,5 olarak ayarlanmalıdır.
13.Adım :AN18 e göre apenndi a tablo 2 göre çekirek ve bobini Po ın fonksiyonu
olarak seç ve ae Le AL ve BW yi çekirdek ve bobin kataloğundan tanımla
AN-18 Appendix A çeşitli güç aralıkları için tavsiye edilen çekirdek tiplerinin bir tablosunu içerir.
Şunun farkına varın ki tabloda gösterilen ik trafo yapısı vardır. Tek çıkış veren tasarımlar için üçlü bir sekonder (
yalıtılmış ) trafo yapısını basitleştirir ve verilen çıkış gücü için en küçük boyuttaki çekirdek ve bobin kullanımına
izin verir. Sınır sarımı , hem tekli hem de çoklu sekonderleri için uygun olanları daha geniş bobine gereksinim
duyar ve bu yüzden daha uzun çekirdeklere. Eğer özel şekil faktorü gereksinimi yoksa en iyisi en küçük EE tipi
çekirdek ile başlamaktır( for the power level) EE çekirdekler genellikle en az pahalı olan tiptir. Çekirdek
tipinden sonra gelen iki haneli sayı çekirdeğin boyutunu mm cinsinden belirtir. 100 kHz lik işlemler için
çekirdek materyalinin seçimi çok önemli değildir. TDK PC40 materyali iyi bir seçimdir , başlangıçtır. Benzer
karakterli diğer ferrit materyalleri birçok üreticiden temini mümkündür. Daha düşük frekans çekirdeği
materyalleriPhilips 3C85 gibi ve eşdeğerleri 100 kHzde çalışacak ve eğer bir fiyat avantajı varsa
kullanılabilecektir.
Önce katalogdan seçilmiş bir çekirdek ,uygun bir bobin kolaylıkla tanımlanabilir.
Üretici tanımlanmış çekirdek parametreleri Ae,Le,Ac ve bobin parametresi BW genellikle aynı
katalogdadır.
14. Adım Primer Tabakaları Sayısını L ve Sekonder Sarım Sayısı Ns Ayarlanır
15.Adım primer Sarım Sayısı np ve bias sarım Nb hesaplanır
16.Adımdan 22. Adıma Bm Cma ve Lg Kontrol edilir
Bobin ve çekirdeğin seçimine ilaveten 9.parametrenin tamamı trafonun yapımından tanımlanmalıdır.
Primer indüktansı Lp, çekirdek baraj uzunluğu Lg, primer için sarım sayısı Np,Nsve Nb primer için kablonun dış
yarıçapı OD ve sekonder ODs, çıplak iletken çapı DIA ve sekonderin DIAs. Bias sarımına çok küçük akım
taşıması nedeniyle ( genellikle 10 mA den az) kablo boyutu ( bias sarımının ) hiçbir zaman sorun olmaz.
Lp haricinde yukarıdaki parametrelerin hepsi birbirleriyle bağımlıdır. İyi bir başlangıç noktası sekonder
sarım sayısı için bir rakam seçmektir. 100/115 VAC de çalışma için volt başına 1 230 VAC yada universal
girişler için volt başına 0,6 sarım kullanmak iyi bir kabuldur. 115 VAC giriş ve 15 V luk çıkış voltajına ve
doğrultucu üzerinde düşen 0,7 V D eklemesi için 16 sarımlık sekonder başlangıç değeri olarak kullanılabilir. Np
primer sarım sayısı sekonder sarım sayısı ile Vor ve Vo+Vd oranıyla alakalıdı
Np = N s .
VOR
VO + V D
Vor yansıyan çıkış voltajı , Vo çıkış voltajı,
Benzer şekilde Bias sarım sayısı NB şöyle türetilebilir
NB = Ns.
V B + V DB
Vo + V D
VB bias voltajı ,VDB bias doğrultucu üzerinde düşen gerilim
Çekirdek /bobin boyutundan primer kablosunun OD dış çapını mm cinsinde hesaplamak mümkündür.
OD primer sarımlarının ( bir veya iki tam tabakadaki) uygun olduğunda sınırlar için izin verilen uydurmak için
gereklidir.
OD =
BW E
Np
Bwe gerçek bobi genişliği ( bobini fiziksel genişliğini hesaba katan genişlik) , M ( mm cinsinden )
sınırlar ,L sarım tabakalarının sayısı
BW E = L.[ BW − (2.M )]
Bundan küçük yada buna eşit olan en yakın standart mıknatıs teli ölçüsü bu çap için seçilebilir. Bir
kablo tablosundaki bilgiyi kullanarak bu kablo ölçüsünün çıplak iletken çapını Dıa belirle. Bir sonraki adım ise
bu iletken boyutunun maksimum IRMS için yeterli mi olduğunu ortaya çıkarmaktır. Akım yoğunluğunun tersi
olan CMA Circular mils Per Amp cinsinden magnet teli için akım yeteneği tanımlanır.
1,27.DIA 2 .
CMA =
I RMS
π
4 .(1000 ) 2
25,4
Eğer CMA 200 den az ise akımı tutmak için daha geniş ölçüde tel gerekir. Bunun uydurulması ikinci bir
tabaka eklenmesiyle olur. Eğer sadece bir tabaka içeriyorsa ve/veya daha geniş bir çekirdek bobin ve/veya daha
küçük bir Np. Diğer taraftan 500 den büyük bir CMA daha küçük bir çekirdek bobin ve/veya daha geniş bir Np
kullanılacağını belirtir.
AN-17 spread sheet ine bakarsak DIA gerçekte deneysel bir denklem kullanarak OD den türetilir. Pratik
kablo boyutu AWG ( Amerikan Wire Gauge ) DIA ya göre tanımlanır. ( AN-18 appendix a tablo 2 ye kablo
boyutun bölümne bak). CMA sonra AWG den hesaplanır.
Bir diğer önemli parametre mutlaka kontrol edilmesi gereken çekirdekteki maksimum akı yoğunluğu (
Bm)
BM =
100.I P .L P
N P . Ae
Ae çekirdeğin gerçek kesitleme alanıdır.
Eğer Bm 3000 Gauss dan büyükse ne çekirdeğin kesitleme alanı ne de Np bunu 2000-3000 aralığı içine
götürecek şekilde yükseltilmelidir. Diğer taraftan eğer Bm 2000 Gauus dan küçük ise daha küçük bir çekirdek
yada primerde daha az sarım sayısı kullanılabilir.
Bm ye ilaveten çekirdek baraj uzunluğu Lg Lp üretmek için Np gerekir.
Np
2
1
)
L g = 40.π . Ae .(
−
100.L p AL
Çekirdeğin kesitinin alanı Ae ,ve sınırlanmamış gerek indüktans AL çekirdeğin data sheetlerinden
bulunabilir. LG genellikle çekirdeğin merkez bacağına bir hava baraj yer olarak dahil edilir ve üretilebilme için
en az 51 mikrom yada 2 mils olmalıdır. Eğer Lg 51 mikro m den az ise önce çekirdek boyutu yada Np
arttırılmalıdır.
Trafo üreticileri tarafından daima ihtiyaç duyulan bir diğer parametre sınırlandırılmamış çekirdek
gerçek indüktansı ALG , ve bu sadece Np sabitlendikten sonra tanımlanabilir.
ALG = 1000.
Lp
Np
2
Görülebileceği üzere trafo tasarımı kendi içinde oldukça tekrarlı iteratif
bir
süreçtir.
Np
değiştirildiğinde Ns ve Nb kurulan orana göre değişecektir. Benzer şekilde çekirdek boyutundaki herhaangibir
değişiklik CMA, Bm ve Lg nin belirli sınırlar içinde kaldığından emin olmak için tekrar hesaplanmalarını
gerektirir.
23.Adım Sekonderin Parametrelerini Tanımla Isp,Isrms,Iripple DIAs,Ods
Sekonder tepe akımı Isp primer tepe akımından ( Ip ) türetilebilir ve primer ile sekonder sarımı
oranından Np/Ns
I sp = I p .
Np
Ns
Sekondein Krp si daima primerin Krp sine özdeştir. Sadece primer akımının yansıtılmış versiyonudur (
1-D) duty cycle ile
Bu yüzden sekonderin RMS akımı Isrms primer RMS akımı aynı biçimde ifade edilebilir. Sadece Dmax
( 1-Dmax ) ile yer değiştirir.
2
I SRMS
K
= I SP . (1 − D MAX ).( RP − K RP + 1)
3
Iripple çıkış kapasitesinin RMS daldacık akımı . akım koruması yüzünden şöyle bulunur
2
I ripple = I SRMS − I o
2
Io güç kaynağının eğer belirli hesaplanabilen mümkün olan çıkış akımıdır.
Io =
Po
Vo
Skonder RMS akımı Irms in uygun olmasıyla minimum sekonder kablo çapı DIA ( mm cinsinden )
şöyle hesaplanabilir:
DIAs =
4.CMA.I SRMS 25,4
.
1,27.π
1000
An17 data sheetine bakın pratik kablo boyutu AWGs primer akım kabiliyeti CMA ve sekonder RMS
akımından deneysel bir denklem kullanılarak türetilir. DIAs daha sonra AWGs den tanımlanır.
Eğer gerekli olan sekonder kablo çapı 26 AWG telden daha geniş olacak şekilde taşarsa, ( 26 AWG
100kHz de 2 kat deri derinliğine karşı gelir.) sarımların paralel şekilde 26 AWG ye denk yada daha küçük bir
ölçüde kullanımı aynı kesit alanı sağlamak için kullanılmalıdır.
Paralel sarımların Ns e denk aynı sarım sayısına sahip olmalıdır. Mesela , eğer denklem 23 AWG kablo
belirtirse ki paralel ipin 26 AWG seçilmesi iyi olur. ( Ns sarımınc içeren )
Dikkat et , eğer sekonder için üçlü izole edilmiş kablo kullanılmışsa , izole edilmiş kablo çapı
izolatörün kalınlığının iki katı kadar DIAs den geniştir. Bu yüzden maksimum dış çapı ODs (mm cinsinden )
şöyle hesaplanmalıdır.
OD s =
BW − 2.M
Ns
Üçlü yalıtılmış bir kablo DIAs den daha büyük yada ona eşit bir iletken çapı ile birlikte tanımlanmalıdır
ve izole edilmiş dış çap Ods ye eşit yada ondan küçük olmalıdır.
24.Adım Maksimum
Ters Tepe Gerilimleri PIVs
,PIVb
Sekonder doğrultucu diyodundaki ters tepe gerilimi şöyle verilir.
PIV s = Vo + (V MAX .
Ns
)
Np
Benzer şekilde bias doğrultucu diyodu üzerindeki ters tepe
PIV P = V B + (V MX .
NB
)
NP
25.Adım Kenetlem Zeneri ve blok diyodu ( primer kenetlemesi için giriş voltaj ve VCLO ya göre)
seçlir.
4. Adıma bak
26.Adım Çıkış Doğrultucu Seçilir
Sekonder diyodu üzerindeki ters tepe gerilimi 24. Adımda hesaplanır. Diyotlar 1.25.PIVs e eşit yada
daha büyük olacak bir ters gerilim uygulama aralığı ( sınır) olacak şekilde seçilmelidir. 1,25 katı olmasının
sebebi VR diyot sınırını %80 ninden daha fazla olmasını engellemek içindir.
Diyot akım sınırı karalama ( pratik hesaplama) olarak maksimum çıkış Dc akım çıkışını en az üç katı bir
DC akım seçmektir.
Schoottky diyotlar 45 V dan az olan düşük çıkış voltajlarına karşı gelen (5 V veya 3,3 V gibi) Vr için
tavsiye edilir. 45 V da yüksek VR için ultra hızla toplanan PN diyotlar en az maliye amacıyla kullanılmalıdır. (
Tabl o8 e tavsiye edilen diyotlar için bak)
27.Adım Çıkış kapasitesini seç
Çıkış filtre kapasitesinin seçiminde ESR en önemli parametredi. Kapasite ESR doğrudan güç
kaynağının çıkış dalgalanma akımı sınırını , gerçek kapasitans değeri sadece kontrol çevrimi bant genişliğini
etkilerken , 35 V un altında ESR kapasite kapasite kılıfının boyutu tarafından belirlenir. İki Nichicon PL serisi
kapasite gözönüne al, 1500 mikrofarad/6,3V ve 390mkF/35V . her iki kapasite 10 mm çap ve 25 mm uzunluğa
sahiptir ve her ikiside 55mohm ESR ye sahiptir. Kontrol çevrim band genişliğini tutmak için küçük kapasitans ,
yüksek voltaj aralığı kapasite tercih edilir.
Dalgalanma akımı birçok uygulamadaki çevre sıcaklığından daha yüksek olan 105 C ortamında
tanımlanır. bU yüzden kapasite data sheetindeki çarpan faktoru tarafından tanımlanmışdır daha yüksek
dalgalanma akımında çalıştırmak mümkündür.
Gerçek dalgalanma akımı ( çıkış kapasitesinin ) şöyle hesaplanabilir.
2
I RIPPLE = I SRMS − I o
2
Isrms sekonder sarımının RMS akımı ve Io çıkış akımıdır.
28.Adımdan 29.Adıma Son Çıkış Filtresinin Seçimi L,C
Eğer çıkış kapasitesinde ölçülen anahtarlama dalgalanma voltajı arzu edilen özelliden yüksek ise 2,2
den 4,7 mikro H
İndüktor yada ferrit taneleri ( sadece 5 W ın altındaki güç seviyeleri için) ile 120mikro F/35 V içeren bir
LC post filtresi ( kapasite low ESR ) elektronik kapasite tavsiye edilir. Bu artan kapasitans değeri ve/veya düşük
ESR li ana çıkış filtre kapasitesiyle karşılaştırılırsa daha düşük bir maliyet sağlar.
Çıkış post filtresi birinci dereceden çıkıştan bağımsız yüksek akımlarda bir konu olan DC voltaj düşümü
indüktör üzerinde hariç . Daha geniş ölçülü kablo ve daha yüksek akım aralığı olan indüktörler bu sorunu çözer.
30.Adım Bias Doğrultucuyu Seç
Bias doğrultucu seçimi çıkış doğrultucu seçimine bias sarımının çok az taşıyamaması ( tipik olarak
10mA den az) haricinde benzerdir. Akım kabiliyeti ve hızlı toparlanma fazla önemi yoktur.
31.Adım Bias Kapasitesinin Seçimi
Bias çıkışında minimum güç arzu edilmesi ve düşük voltaj sebebiyle 0,1 mikro F,50 V luk seramik bir
kapasite ihtiyacı daima görür.
32.Adım Kontrol Ucu Kapasitesinin Ve seri Direncin seçimi
47mikroF ,10 V luk düşük maliyetli standart bir elektrolitik kapasite ( TOPswitchin kontrol pini ve
source pinine bağlı) geribesleme biçimlerinin tümü için , çevrim kompanzasyonuna göz kulak olur. Düşük ESR
kapasiteler bu amaç için kullanılmamalıdır. Standart grade kapasitesinin ESR direnci çevrim kararlılığını bir sıfır
sokarak geliştirir. Gerçekte 6,2 ohm luk bir direnç bu kapasite ile seri bağlı olan faz marjini geliştirmek için
tavsiye edilir ya sekonder devresinde aşırı kazancı olan ya da Krp değeri 1 den küçük olan tasarımlarda (
sürekli mod )
33.Adım Geribesleme Devresinin Elemanlarının Seçimi
primer geri
opto zener
opto
34.Adım VACmax giriş voltajı ve RMS giriş akımına göre Köprü Doğrultucu Seçimi
Giriş köprü doğrultucusu için maksimum çalışma akımı şöyledir.
I ACRMS =
Po
η.V ACMIN .PF
PF güç kaynağının güç faktorudür. Tipik olarak kapasiteli giriş filtreli bir güç kaynağı için PF 0,5 ile 0,7
arasındadır. Eğer daha uygun data sheet yoksa 0,5 i kullan
Köprü doğrultucu şöyle seçilir:
• Id>= 2.IACRMS , ID köprü doğrultucunun RMS akımıdır
• VR>= 1,25 .1,44 VACMAX ,VR köprü diyodun ters gerilimidir.
35 . Adım Tasarımı Tamamla
Birbirini takip eden adım adım süreç işlemleri temel bir TOPSwitch flyback çeviricinin tasarımı
tamamlar. İlk önce güç kaynağı tüm özellikleri sunarken karşılarken tamamıyla işlevsel ve minimum giriş hat
voltajında maksimum sınırlı çıkış gücünü sunabilme verbilme yeteneğine sahip olmalıdır. Daha küçük
ayarlamalar çıkış voltajını ortalamak için gerekli olabilir.
AN-18 TOPSwitch flyback trafo yapımı
Giriş
Bu uygulama notu sınır yada üçlü yada izole edilmiş kablo wound flyback trafolardan
TOPSwitch ile kullanımı uygun olanlar için tasarım ve yapım rehberidir. Sınır wound ve üçlü
izole edilmiş kablolu trafo tasarımları sekonder regulasyonlu 12 V ,15W universal girişli güç
kaynakları için Appendix B de türetilmiştir. AN-16 daki geliştirilmiş adım adım prosedürünü
kullanarak okuyucunun TOPSwitch ve flyback güç kaynaklarının temel özelleklerine aşina
olmalıdır. Bu bilgi TOPSwitch datashetlerinde ve AN-14-16 da bulunabilir. Flyback trafo
teorisi ve tasarımındaki daha fazla ayrıntılar AN-17 de bulunabilir.
Gerekli Referans Malzemeleri
AN-18 16 ve 17 TOPSwitch uygulamalar için gerekli flyback trafolarınıın tasarımı ve
yapımı için gerekli teknikleri sağlar. İlaveten sonraki referans malzemeleri çekirdek, bobin ve
kablo için boyut bakımından ve elektrik bakımından bilgi sağlayabilmek için gereklidir. Bu
referanslar için Appendix A da listelenmiştir.
Ferrit Çekirdeği Üreticilerinin Katalogları
Ferrit çekirdeği üreticileri trafo tasarımında kullanılan çelirdek boyutsal ve elektriksel
karakteristikleri sağlayan kataloglar yayınlar. Bazı üreticiler Al vs gap ve çekirdek kayıpları
eğrilerinin gibi ,daha fazla populer çekirdeği boyutları için ilave mühendislik bilgileri de
sağlar. Appendix A da üreticiler için listelenmiş kataloglar ,temel elektriki data for yaygın US
, Asya ve Avrupa çekirdek tipler için sağlar. Birçok üreticiler için yaygın olan çkirdek
boyutları bir tek üretici tarafından verilen elektriksel karakteristikler başka bir üreticiden olan
aynı boyuttaki bir çekirdek için kullanılabilir.
Bobin Üreticilerinin Katalogları
Bobin üreticilerinin katalogları trafo tasarımı için mekanik boyutları sağlamak için
kullanılır. Appendix A daki bobin üreticileri materyallerdeki stnadart ferrit çekirdek boyutları
için geniş bir bobin stili çeşitliliği sağlar for high volume production. Birçok ferrit çekirdeği
üreticisi kendi standart çekirdek boyutları için bobin de satmaktadırlar.
Kablo Tablosu
Bir kablo tablosu magnet kablosu için boyut ve elektrik bakımından karakteristiklerini
sağlar. Ve trafo tasarımı için uygun kablo boyutlarını seçmek için kullanılır. 3 adet büyük
kablo boyutlandırma sistemi vardır. AWG ,SWG ve metrik. Bu uygulama notunda kullanılan
tüm kablo boyutları AWG dir. Appendix A da sağlanan kablo tablosu ( çizelge) AWG
boyutundaki bilgi 18 gaugeden 44 gaugeye kadardır. SWG ve metrik eşdeğerleri de
gösterilmiştir. Bir kablo tablosu referans 5 de de mümkündür. Kablo tabloları Appendix A da
listelenmiş bazı magnet kablo üreticilerinden elde edilebilir.
Trafo Yapım Gereçleri
Aşağıdaki paragraflar SPS trafolarının yapımı için gerekli temel gereçleri tanımlar.
Ferrit Çekirdekler
100 kHz lik flyback trafolar için uygun ferrit gereçler. TDK PC 40, Philips 3C85
,Siemens N67 ,Thomson B2 , Tokin 2500 veya diğer benzerleridir. Geniş bir çekirdek şekli
çeşitliliği mümkündür. Düşük sızıntı indüktansı , geniş uyumluluğu ve düşük maliyet
sebepleri yüzünden E çekirdekler trafo çekirdekleri için en iyi seçimdir. ETD,EER ve EI gibi
diğer çekirdek şekilleri ve stilleri de kullanılabilir. Çeşitli güç seviyeleri ve trafo tasarım
tipleri için uygun ferrit çekirdek tiplerinin bir çizelgesi Appendix A da
Bobinler
Güvenli creepage mesafesine ( required by the applicable safety regulations) gelince
off-line flybak trafolar için bobin kullanılmalıdır.
İzolasyon Malzemeleri
Trafolarda yaygın kullanılan izolasyon malzemeleri ,bant yada sheet şeklinde mümkün
olan polyester yada Mylar dır. Bu malzeme ayrıca bir yapıştırıcı bant olarak üretilir ve kısmen
trafo yapımında faydalıdır. Bu bant ın US üreticileri 3M Tesa ve CHR. Trafodaki creepage
sınırları için kalın bir bant kullanmak arzu edilendir. Şöyle ki bir sınır için gerekli yapı birçok
tabakayı kullanark elde edilebilir. Birçok üretici bu uygulama için faydalı bir polyester film
bant yapar.
Magnet Kablosu
Bazı tipik iç domestik üretileri Belden ,Phelps Dodge ve Rea dır. Kablo için tercih
edilen izolasyon bir naylon/polüretan kılftır. Bu kılıf erimiş lehim ile temas ettiğinde yanar ve
kaybolur, bir lehim havuzunda daldırılmasıyla trafonun bağlanmasınasonlandırılmasına izin
verir. Bu izole edilmiş kablonun çeşidi hemen hemen tüm üreticilerden çeşitli ticari adlar
altında elde edilebilir. Solderon ,Nyleze ,Beldsol . İzolasyon kılıfı tutma ve sarma işlemlerinin
stresine daha iyi dayanabilmesi için ağır yada çift kat olmalıdır. Sıradan kaplanmış kablo yada
polimid kablo izolasyonları kullanılmamalıdır. Bu tip izolasyonlar trafo uçlarıyla kabloyu
sonlandırmakiçn mekanik olarak yada kimyasal olarak soyulmalıdır.
Üçlü İzole edilmiş Kablo
Güvenli yalıtımın gerektiği yerlerde trafoların boyutunu azaltmak ve basitleştirmek
için üçlü yalıtılmış tel kullanılabilir. Üç farklı ve ayrılabilir izolasyon tabakalı katı bir kablo
çekirdeği içeren trafo tasarımları için üçlü izole edilmiş kablo tipi faydalıdır. Appendix A da
üçlü izole edilmiş kablonun üç üreticisi listelenmiştir.
Kol Tertibatı ( Sleeving)
İzolasyon tubingi margin wound bir trafodaki başlangıç ve bitiş uçlarını izole etmede
kullanılır. Tubing kabul edilebili güvenlik güçleriyle etkileriyle en az 0,4 mm lik bir kalınlıkta
, bunun amacı takviye izolasyonu için kalınlık gereksinimlerini karşılamak için . tubing in
ayrıca ısı direncine de sahip olmalıdır. Öyleki bobindeki pinlere trafonun uç tellerini lehim
yapmak için sıcaklık arttığında erimemelidir. Materyaller ekseriyetle sleeving için teflon
tubing veya polyolefin ısıyla daralan tubin içerir.
Vernik
Birçok trafo üreticileri kendi yaptıkları uygun vernikli trafolarını doyurmuş
haldedirler. Trafonun içindeki boşluğu doldurarak sarımdaki ısıyı çevreye transferi vernik
geliştirir ve trafonun izalasyonunu gerilime dayanabilme kapasitesini arttırır. Ayrıca
işitilebilir gürültüyü engellemeye yardım etmek için çekirdek ve sarımı kilitler ve bitmiş
trafoyu nemden korur. Vernikle doyurmanın bir dezavantajı trafo yapımına yavaş ekstra bir
adım eklemesidir. Appendix A da bazı elektriksel vernikler listelenmiştir.
TRAFO YAPIM METODLARI
Uluslararası regulasyon güvenlik şartlarını sağlamak için primer ve sekonder
sarımları arasında , bir off-line güç kaynağında kullanmak için bir trafonun yeterli izolasyona
ahip olmalıdır. Standart çekirdek ve bobin kullanan trafolar için iki temel trafo izolasyon
metodu vardır : margin wound ve üçlü kablo yapımı
Margin Wound Yapımı
Uluslararası güvenli regulasyonlar , trafolar için magnet kullanımı için şunları
gerektirir:
- takviye edilmiş izolasyon primer ve sekonder sarımları arasında
- takviye edilmiş yalıtımın olduğu primer ve sekonder sarımları arasındaki garanti
altına alınmış creepage mesafesi kullanılmalı
Figure2 de bu gereksinimleri karşılamak için tasarlanmış tipik bir margin wound trafosunun bir kesiti
gösterilmiştir.
Primer ve sekonder sarımları arasındaki gerekli creepage mesafesi , güvenlik
regulasyonu tarafından 115 VAC giriş için 2,5-3 mm ,230 VAC ve universal girişler için 5-6
mm dir. Bu creepage mesafesi margin adı verilen fiziksel bariyerler tarafından
sürdürülmektedir. Birçok pratik trafo tasarımlarında elektrik şeriti kullanarak ( bant) bobinin
her iki tarafında bu sınırlar yapılır. Figure 2 de gösterildiği gibi sarımlar bu sınırların arasına
yerleştirilir. Primer ve sekonder arasındaki toplam minimum creepage mesafesini M
genişliğininen az iki katıdır. Figure 3 de gösterilmektedir. Bu , gerekli creepage mesafesinin
yarısı genişliğinde minimum sınır genişliğini kurar ,ayarlar yada 1,25-1,5 115 VAC için 230
VAC için 2,5 dan 3 mm kadardır.
Primer ve sekonder arasındaki takviye edilmiş yalıtım 3 kat elektrik bandı kullanarak
sağlanır. Test voltajına tamamen güvenle karşı koyabilen herhangi iki tanesi . bu test voltajı
115 VAC için 2000 VRMS 230 VAC ve universal giriş için 3000 VRMS dir. Bant tabakaları
bobinin tüm genişliğini kapatmalıdır kenarda kenara. Şekil 2 de gösterildiği gibi . En az 0,025
mm kalınlığındaki bir temel film ile bir polyester film bandı bu uygulamada kullanımı için
yeterlidir. Sekonder sarımları , sınırlar ve kuvvetlendirilmiş yalıtım ( primerden onları izole
ederk) tarafından verimli bir biçimde kutulanmıştır. Trafo uçlarına ulaşmak için her sarımın
başlangıç ve bitiş uçlarından sınırlara kadar geçer, sınır izolasyonun bütünlüğünü korumak
için ekstra izolasyon gerektirebilirler. En az 0,4 mm kalınlığındaki bir duvarlı izolasyon
tubing , bu gereksinimini karşılamak için margin wound bir trafonun tüm başlangıç ve bitiş
uçlarını kaplamak için kullanılır. Bu izolasyon trafo pininden sınır bariyeriçine kadar
uzatılabilir. Figure 4 de gösterildiği gibi margin sarım tekniklerinin kullanımı , sıradan
magnet teli ve kolayca uygun izolasyon materyalleri ile bir trafonun yapımına izin verir.
Bununla beraber sınırlar için ihtiyaçlar , başlangıç ve bitiş sleeving ve takviye edilmiş
izolasyon komplex ve emek yoğun bi trafoya sebep verir. Sınırlar trafo içinde yer harcar ,
daha geniş bir çekirdek ve bobin boyutu kullanmak onu vazgeçilmez yapmak eğer sınırlar
gerekiyorsa kullanılabilir. Margin wound consruction a bir alternatif triple izoleli kablo
kullanmaktır.
Üçlü Yalıtılmış Kablo Yapımı
Üçlü yalıtılmış kablonun ( figure 5) 3 ayrı tabakalı izolasyonu vardır. Herhengi iki
tanesi 3000 VRMS voltajlık bir güvenlik gerilimine karşı durabilir. Böylece 3 lü izole edilmiş
kablo VDE/IEC vasıtasıyla takviye edilmiş bir izolasyon için gerekenleri başarır. Ve
geleneksel magnet wire kullanan bir tasarımda gerekli creepage sınırları olmaksızın bir trafo
yapmakta kullanılabilir. Figure 6 da bir üçlü izole edilmiş kablolu trafo tasrımım bir kesiti
gösterilmektedir. Üçlü yalıtılmış kablo tasarımı primer ve bias sarımları için magnet wire
kullanır. Sekonder ise üçlü yalıtılmıştır. Bu yöntem üçlü izolasyonlu kablonun yararlarından
faydalanmanın fiyat yönünden en uygun ve yer tasarrufu yoludur. Çapı büyükse aynı boyuta
sahip magnet wire lı ya göre daha masraflıdır. Sekonder sarımı genellikle primere göre daha
kalın çaplı kablonun daha az sarımına gereksinim duyar. Böylece üçlü izole edilmiş kablonun
fiyat ve yer kaplama etkisi en aza indirilir. Üçlü izole edilmiş kablolu tasarımda trafonun tüm
genişliği triple izole edilmiş kablo tarafından sağlanan takviye izolasyon sebebiyle
kullanılabilir. üçlÜ yalıtılmış kablo tasarımı kullananbir trafo magnet wire tasarımı kullanan
aynı güç kabiliyetindeki bir trafonun ½ den 2/3 üne kadar bir boyutta olacaktır. Sızıntı
indüktansı trafo sarımlarının genişliğiyle ters orantılı değişir, öyleyse üçlü yalıtılmış kablolu
bir trafo için sızıntı akımı eşdeğerli margin wound tasarımdan olada daha az olacaktır. Sebebi
trafo bobinindeki yerin daha verimli kullanımındandır.
Trafo Yapım Teknikleri
Figure 7 margin wound ve üçlü yalıtılmış kablolu tekniklerini kullanan , hem primer
hem de sekonder regule edilmiş flyback güç kaynakları için 4 adet trafo yapım stili gösterir.
Bu 4 stil hemen hemen tüm anahtarlamalı güç kaynağı gereksinimleri için özel bir yapım stili
seçimindeki karmaşık sebepleri hem de EMI i azaltmak için , serseri kapasitansı ve sızıntı
indüktansını azaltmak için ilave sebepleri tanımlar.
Sarım Sıralaması
Figure 7 trafoların primer ve sekonder regulasyon tasarımları ( margin wound ve 3 lü
izoleli kablo yapımı kullanan ) optimum sarım sıralamasını gösterir. Optimum sarım
sıramalası ve izolasyon yerleştirilmesi gibi faktorler yukarıda tartışıldı.
Primer Sarımı
Figure 7 de tasvir edilmiş olan tüm trafo yapım stillerinde , primer sarımı ( yada onun
bir kısmı) daima bobindeki ilk yada en içteki sarım olur. Bu sarım başına ortalama kablo
uzunluğunu mümkün mertebe kısa tutar, primer sarımının parazitik kapasitesini azaltarak,
üstelik ,eğer primer sarımı trafoda en içteki sarım ise , primer sarımından diğer komponentlere
gürültü couplingi azaltmaya yardım ederek ,diğer trafo sarımları tarafından korunur.
Primer sarımının driven end i (TOPSwitch drainine son bağlanan) sarımın başında
olmalıdır. Bu en geniş voltaj gezisi ( salınım dolaşım aralık ) ile primer sarımının yarısı diğer
sarımlar tarafından korunmasına izin verir.yada primerin diğer sarımı tarafından trafonun
primer tarafından kaynağın diğer taraflarına EMI couplingi azaltarak . Primer sarımı iki sarım
tabakası yada daha azı için tasarlanmalıdır. Bu primer sarımının kapasitansını ve trafonun
sızıntı indüktansını en aza indirir. Primer tabakaları arasına bir tabaka bant eklemek (
dördünden bir) ( faktorü tarafından) primer sarımı kapasitesini azaltabilir. Bu özellikle TOP
200 ve TOP 210 kullanan düşük güç uygulamaları için önemlidir.
Primer Bias Sarımı
Primer bias sarımının optimum yerleşimi ,güç kaynağının bir primer referenced yada
sekonder referenced regulasyon planı kullanıp kullanılmadığına bağlı olacaktır. Eğer güç
kaynağı sekonder tarafından regule ediliyorsa , bias sarımı primer ve sekonder arasına
yerleştirilmelidir. ( figure 7A ve 7C de gösterildiği) primer ve sekonder arasına
yerleştirildiğinde , bias sarımı bir primer returnune bağlanmış bir EMI kalkanı gibi davranır,
güç kaynağı tarafından üretilen conducted EMI azaltarak. Margin wound tasarımlarda for
sekonder regulated kaynaklar için , primer bias sarımını primer ve sekonder arasına
yerleştirmek , margin sayısını en aza indirir ve takviye edilmiş tabakaları ( trafodaki) en aza
indirir. Primer regulasyon planı kullanan güç kaynakları için bias sarımı trafoda en içteki
sarım olmalıdır. ( figure 7 B ve 7 D de gösterildiği gibi). Bu primer bias sarımı ile sekonderin
birleştirilmesini maksimum yapar ve primere bağlılığını en aza indirir. İki yolla kaynağın
çıkış regulasyonunu geliştirerek. Sekondere daha iyi birleştirmekle bias sarımı çıkış voltajı
değişikliklerine daha doğru cevap verir, regulasyonu geliştirerek , üstelik bias sarımının
primere zayıf bileşke bağlanması regulasyonu geliştirmeye yardım eder, primer sızıntı
çıkmaları sebebiyle bias çıkışının tepe chargingini azaltarak. Eğer bias sarımı primere sadece
gevşekce bağlanmışsa , sızıntı çıkıntısı(spike) primer bias sarımı ile seri küçük bir direnç
kullanarak filtrelenebilir, kaynağın yük regulasyonunu geliştirerek. Bu DN-8 tasarım notunda
daha genişanlatkjs.
Primer bias sarımı ideal olarak bobinin kesit genişliğinde tam bir tabak oluşmalı. Eğer
bias sarımı nispeten az sarıma sahip ise bu bias sarımında kullanılan kablonun boyutunu
arttırarak yada paralel çoklu kablo örgüleri kullanarak halledilebilir. Bias sarımının fill
faktorunun bu biçimde arttırılması , sekonderi regule edilmiş kaynağın durumunda sarımın
kalkan( shielding) yeteneğini geliştirir ve primeri regule edilen kaynak durumunda sekonderin
biasa bağlanmasını geliştirir.
Sekonder Sarımları
Eğer bir trafonun birçok sekonder sarımı varsa en yüksek güçlü sekonder , sızıntı
indüktansını azaltmak için trafonun primerine en yakın olmalıdır. Eğer bir sekonder sarımının
az sayısı varsa , geliştirilmiş bağlama için ,sarımlar yerleştirilmelidir öyle ki sarım alanının
bütün genişliğinin içinden geçer. Çoklu paralel örgü kablo kullanımı fill faktorunu azaltmaya
da yardımcı olacaktır ve sekonderin az sarım sayısıyla bağlanmasına yardımcı olur. Çoklu
sekonder çıkışlı kaynaklar için sıkı regulasyon koşullarıyla birlikte yardımcı çıkışlar ,
bağlanmayı gerçekleştirmek için regule edilen sekonderin en üstüne sarılmalıdır.
Çoklu Çıkışlı Sarım Teknikleri
Çoklu çıkışa sahip bir kaynakta herbir çıkış için ayrı sarım sağlamak yerine figure 8 d
gösterildiği üzere aynı kutuplu ,ortak bir returnu paylaşan çoklu çıkışlı sekonderler için ortak
bir tekniksekonderleriyığmaktır. Bu düzenleme çoklu çıkışı olan bir kaynaktaki yardımcı
çıkışların yük regulasyonunu geliştirecektir ve sekonder sarım sayısının toplam sayısını
azaltacaktır. Sarımlar için en düşük voltaj çıkışı , sonraki daha yüksek voltaj çıkışı için sarım
sayısının return ve partını sağlar. En düşük çıkış ve ondan sonraki daha yüksek çıkışın her
ikisinin sarım sayıları başarılı çıkışlar için sarım sayısı sağlar. Figure 8 de gösterilmiş yığılma
iki çıkışlı sarım bineği için V1 ve V2 çıkış voltajları arasınaki ilişki aşaıda verilmiştir.
N1 + N 2
)] − V D 2
N1
VD1 ve Vd2 D1 ve D2 üzerinde düşen gerilim N1 ve N2 V1 ve V2 çıkışlarına ait
sarım sayısı
Her çıkış için kablo kendi çıkış akımına uydurmak için ayrılmalı
İzolasyon İhtiyaçları
Figure 7 optimum sarım sıralamasını göstermeye ilaveten güvenlik şartlarını
karşılamak ve bitmiş trafonun kararlılığını geliştirmek için temel ve takviye izolasyonunun
yerleşimini de gösterir.
Margin wound sekonderi regule edilmiş trafo için ( figure 7A ) temel izolasyon ( bir
tabak elektrik bandı) prime tabakaları arasına ve primer ve bias sarımı arasına kullanılır. Bir
tabaka bant sekonder tabakaları arasına bir sarım tabakasından diğerine pürüzsüz bir sarım
V2 = [(V1 + V D! ).(
yüzeyi sağlamak için faydalı olabilir. Takviye edilmiş izolasyon ( üç tabakalı bant) primer
bias sarımı ve sekonder arasına kullanılır. Bir üç tabaka bitmiş sarma sekonder içi yalıtılmış
izolasyon tamamlar. Bu trafoda 4 margin vardır : primer ve bias sarımları için 2 sekonder için
iki tane. İzolasyon sleeving , tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında kullanılır. Figure 7A
ve 7 B de sleeving sadece primerin bitiş ucunda berraklık şeffaflık amacıylaa gösterilmiştir.
Pratikte, sleeving tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında kullanılır. Sleeving gösterildiği
üzere sınırın içteki kenarından trafo pinine kadar uzatılmalıdır.
Margin wound primeri regule edilmiş trafo için ( figure 7B ) temel izolasyon primer
sarım tabakaları arasında kullanılır. Sekonderi regule edilmiş trafodaki gibi, bir bant tabakası
sekonder sarımları arasına sarım yüzeyini düzeltmek için kullanılabilir. Takviye edilmiş
izolasyon primer ve sekonder sarımları arasına sekonderve primer bias sarımı ve primer bias
sarımının en üstündeki bir bitiş sargısı olarak ihtiyaç duyulur. Bu trafoda üç sınıf çifti var ; bir
çift sekonder sarımı için , bir çift primer sarımı ve bir çift bias sarımı içindir. Her sarımın
başlangıç ve bitiş yukarıda tanımlandığı şekilde tertibatlandırılır.
Üçlü izoleli regule edilmiş trafo için ( figure 7C ) primer tabakaları arasına ,primer ve
bias arasına temel izolasyon kullanılır. İzolasyon primer sarımın kapasitesini azaltır ve
tabakalar arası yüzeyi düzeltir. Üç tabakanın son sarımı güvenlikten daha çok güzelleştirici
sebepler içindir. Sınır ve sleeving yoktur.
Üçlü izole edilmiş primeri regule edilmiş trafoda ( figure 7D), primer tabakaları
arasına ve primer ve sekonder arasına ve sekonder ile bias arasında temel izolasyon kullanılır.
Üçlü tabakalı bir sargı takviye yalıtım için dış kısımda üçlü bir dış sargı gereklidir.
Sızıntı indüktansının Azaltılması
Bir trafoda sarım sırası sızıntı indüktansında geniş bir etkisi vardır. Trafo sarımları
minimum sızıntı indüktansı için ortak merkezli olacak biçimde düzenlenmelidirler. Offset
yada splitparçalı bobin yapımından kaçınılmalıdır, bu gibi teknikler yüksek sızıntı
indüktansına ve kabul edilemezz primer clamp devre israfına sebep olurile sonuçlanır.
Çoklu çıkışı olan bir trafoda en yüksek çıkış gücüne sahip sekonder primere en yakın
olacak şekilde yerleştirilmelidir. En iyi bağlamas ve en düşük sızıntı için .Daha yüksek
güçteki uygulamalar için ( 40 watt ve yukarısı ) split primer ‘ sndwiç’ yapımı sızıntı
indüktansını minimize etmek için tavsiye edilir. split bir primer kullanımı genellikle sızıntı
indüktansını , tek primer sarımlı bir trafonun yarısı kadarına indirir. Sekonderi regule edilmiş
trafolar için split prime yapımı figure 10 A ve B de margin wound ve triple isulated halleri
için gösterilmiştir. Parçalı split sarımlı bir yapım primeri reguleli tasarımlar için zayıf yük
regulasyonuna sebep olacak şekilde tavsiye edilemez.
Yüksek güçte çalışan sekonder sarımlarınında sadece birkaç tur sarım sayısı içerenleri
bir araya getirmek yerine bobin penceresinin genişliğine karşı yerleştirilmelidir. ( primere
bağlantıyı maksimize etmek için ). Çoklu örülmüş kablo kullanmakfill faktorunu arttırmak
için ve sarımı birkaç sarımla bağlamak için ilave bie tekniktir. Bu gibi durumlarda ,kablo
boyutu daha çok kablonun RMS akımı değerinden çok iyi bir fill faktoru için gerekenler
tarafından taımlanır. Fiyatın olanak verdiği yerlerde yaprakk sarımlar kullanmak da bağlantıyı
arttırmada iyi bir yoldur. Hernekadar bu metod sadece düşük voltaj , yüksek akım sekonderli
sarımlar için genellikle pratik olasada
EMI Azltma Teknikleri
Aşağıdaki trafo yapım teknikleri Emı yi azaltmaya yardım eder:
-primer sarımının bobinde en içteki sarım olmasını sağlayın
-primer sarımının başlangıcı TOPSwitch drainine bağlanmalıdır.
-sekonderi regule edilmiş bir trafo tasarımı için bias sarımını birkalkan görevi görecek
şekilde primer ve sekonder arasına yerletir.
İlave EMI/RFI azaltma teknikleri primer ve sekonder sarımları arasına kalkankoymak
ve trafo çevresindeki tek tük rasgele alanı azaltmak için ilave bir akı bandı içerir.
Kalkanlarprimer ve sekonder arasındaki common mode noise in kapasitif bağlantısını
azaltmak için primer ve sekonder arasına yerleştirilir. Kalkanprimer yüksek gerilim kaynağına
yada primer returnune can be refernced. Tipik kalkanlaşmıştrafo yapımları figure 11 de
gösterilmiştir. En ekonomik şekli ise kablokalkanıdır. Bu tip bir kalkantrafoya çok az ekkstra
adımlaral eklenebilir. Bobinin tüm genişliğini içinden geçen bir sarım içerir.
Kalkansarımınn bir sonu primer returnune yada primer V+ kaynağına bağlanır.
Sarımın diğer ucu
Bazı hallerde bir anahtarlamalı güç kaynağının trafosu etrafındaki rasgele mamnetik
alan bitişik devrelerle girişim yapabilir ve EMI ye yardım eder ,katılır. Bu rasgele alanı
azaltamak için bakır bir “akı bandı” trafo etrafına eklenebilir figure 12 de gösterildiği gibi. Bu
akı bandı , trafo sarımı ve çekirdeği tarafındanoluşturulan magnetik devre dışındaki serseri
tektük akı için shorten bir sargı gibi davranır. Akı bandındaki zıt akımlar rasgele alanlar
tarfından sevk edilir, kısmen onların etkilerini bozar. Eğer gerekliyse akı bandı primer
returnune elektrostatik olarak bağlanmış girişimi azaltmaya yardım etmek için bağlanabilir.
Eğer bir akı bandı kullanılırsa ,primer pinlerinden sekonder pinlerine -akı bandı üzerindenyeterli total creepage mesafesi olduğuna emin olunmalıdır. EMI azltma tekniklerinde daha
fazla bilgi için AN-15 e bakıım
Trafo Yapımı
Appendix B de margin wound ve triple izole edilmiş trafo için TOPSwitch ile
kullanımı için iki trafo tasarım ve yapım örneği gösterilmiştir. İki örnek için tasarım yöntemi
An-16-17 deki uygulama notlarında tanımlanmış bilgisayar spread sheet tekniklerinden
yararlanır. Spread sheet kullanımı için detaylı adım adım flyback güç kaynağı tasarımı usulü
AN-16 da gösterilmiştir, while spread sheet AN-17 de detaylı biçimde tanımlanmış.
Aşağıdaki paragraflar pratik bir trafo tasarımı için power kaynağı tasarımı spreadsheet
tarafından üretilen bilgiyi üreticilerin uygulama ihtiyaç vardır. Bu üreticiler Appendix B de iki
tasarım örneği tamamlamaya alışkındırlar. Bu uygulama notunda tamamlanmış iki spread
sheet tasarım örneği sunulmuştur. Bu spread sheetlerden türetilmiş bilgi yapım
uygulamalarında kullanılmıştır.
Trafo Tarifnamesi için Kullanılan Spread Sheet Parametreleri
İlk önce bir güç kaynağı tasarım spread sheeti tamamlanır ve uygun hale ayarlanır.
Spread sheet deki bilgi trafo yapımı bir spesifikasyonu tamamlamada kullanılabilir. Bir
trafoyu açıkça belirtmek için gerek bilginin birçoğu tamamlanmış spread sheetden doğrudan
okunabilir. Diğer parametreler spread sheetdeki rakamları ve diğer kaynaklardaki bilgiyi
kullanarak hesaplanmalıdır. Aşağıda bir trafoyu tanımlamak için kullanılan bilgiyi sağlayan
spreadsheet parametreleri listelenmiştir.
-çekirdek tipi ( B23)
-bobinin fiziksel sarım genişliği ( BW) ( B27)
-güvenli sınır genişliği (M)
-primer tabakalarının sayısı
-sekonder sarım sayısı
-primer indüktansı
-primerin sarım sayısı
-bias sarım sayısı
-sınırlandırılmış çekirdek indüktans sabiti
-primer kablo birimi
-primer sarımının akım kabiliyeti
-sekoder circular mils
-sekonder RMS akımı
-sekonder kablo birimi
Trafo Yapım Aşamaları
İlk önce trafo parametreleri bir tasarım spread sheet den belirlenir. Aşağıdaki adımlar
trafo yapımı için ihtiyaç duyulan geri kalan bilgiyi tanımlamak için gereklidir.
-spread sheet bilgisini kullanark ve kablo tablosunun kullanarak kablo boyutunu
hesaplanır ve seçilir
-trafo yapım stili seçilir
-izolasyon bandı boyutu tanımlanır
-izolasyon sleeving boyutu tanımlanır
-çekirdek gapping metodu seçilir
Kablo Boyutları
Primer ,sekonder ve bias sarımları için kablo boyutu güç kaynağı tasarım spread sheet
tarafından sağlanan bilgi ile tanımlanır. Verilen bir sarım için kablo boyutunu tanımlamak
için bazı ekstra adımlar gerekli olabilir. Kablo boyutunun seçimi işlemi aşağıda
tanımlanabilir.
Primer Kablo Boyutu
Güç kaynağı tasarım spread sheetleri yalıtılmış kablonun çapını primer için primer
sarım sayısına ve bobindeki uygun sarım alanına göre hesaplanır. Hesaplanmış maksimum
yalıtılmış kablo çapı spread sheetd eD53 hücresinde gösterilmiştir. Spread sheet bu değeri
bobine en yakın olacak bir AWG boyutunu seçmekte kullanılır. Eğer kablo boyutu iki
standart AWG kablo birimi arasına düşerse spread sheet otomatik olarak primer kablo
boyutunu daha küçük kablo birimine düşürür. Karşı gelen ( ortaya çıkan) primer AWG
kablo boyutu D56 hücresinde gösterilmiştir. Spread sheet primer kablosunun akım
kabiliyetini mil/amp cinsinden hesaplar ve sonucu D58 hücresinde gösterir. CMA değeri
200-500 circular mils Per amper olmalıdır bir pratik tasarım için. Eğer CMA bu sınırlar
içinde değilse ,tasarım primer CMA değerini sınırlar içinde tutacak şekilde ayarlanabilir.
Kablo Boyutuna Karşı Frekans
Bu hallerde kablo boyutu ( spread sheet tarafından belirlenen) 100 kHz de kullanım
için çok büyük olacaktır. Kablo boyutu ( bir güç trafosunda verimlice kullanılan) çalışma
frekansına bağlıdır. Yüksek frekans akımları iletkenin içinden ziyade yüzeyinden akmaya
meyleder. Bu olaya deri olayı denir. AC akımın iletkenin içine nüfuzu frekansın kare
köküyle değişir, bu yüzden daha yüksek bir frekans için akımlar iletkenin yüzeyine daha
yakın artar ve içeriden ayrılır. Sonuç AC akımına karşılık DC akım için daha yüksek
verimli bir direnç olur. Trafodaki bakır kayıplarını en aza indirmek içi ,kaynağın çalışma
frekansında deri kalınlığının 2 katından daha büyük bir kalınlıkta iletken kullanılmamalıdır.
Figure 13 de frekansın bir fonkssiyonu olarak kullanılabilen kablo biriminin bir çizelgesi
gösterilmiştir. 100kHz de , TOPSwitch in normal çalışma frekansında , kablonun kesitinin
tam faydalanmasına izin veren boyutun en genişi 26 AWG dir. 100kHz de yüksek akım
sarımları 26 AWG lik birçok ip kullanarak yada tek bir geniş çaplı iletken yerine daha küçük
kablo , iletkeninden tam tam faydalanabilmek için kablo kullanımı yapılmalıdır. Bu
genellikle bir primer sarımından çok sekonder çıkış sarımı için kablo boyutunun seçimi için
bir endişedir.
Sekoder Kablo Boyutu
Sekonder kablosunun minimum çıplak kesit alanı RMS akımını (spread sheetdeki )
tarafından tanımlanır ve aynı akım kapasitesi için (CMA) primer sarımı olarak
boyutlandırılır. Sonuçta elde edilen minimum kablo alanı ( circular mils cinsinden) C66
hücresinde gösterilir. Ve spread sheet tarafından sekonder kablo boyutu iki standart AWG
boyutu arasına düşerse spread sheet otomatik olarak bir sonraki büyük AWG boyutuna
yükseltir. Elde edilen sekonder AWG kablo boyutu ( picked by the spread sheet) yukarıda
tanımlanan 100kHz lik uygulama için boyut gereksinimlerini tatmin etmek için çok büyük
olacaktır. Bu gibi hallerde birçok paralel 26 AWG lik teller yada daha küçük kablo
kullanmak hem CMs gereksinimini hem de 100 k Hz maksimum kablo boyutu ihtiyacını
sağlayan bir sekonder sarımı yapımında gerekli olacaktır. Birbirine paralel sekondersarımı
yapımında gerekli placaktır. Birbirine paralel sekonder iletkenlerinin toplam çıplak alanı
C66 hücresinde spread sheet tarafıhesaplanan Cms değerine yakın olmalıdır. Eğer toplam
çıplak alan daha büyük yada eşit olursa ( hesaplanan değere ) paralel yapılmış sekonder
sarımı için kablo boyutu daha fazla kontrol etmeden kullanılabilir. Eğer toplam çıplak alan
C66 hücresinde hesaplanandan daha az ise akım kabiliyeti sınırlar içinde kalıp
kalmadığından emin olmak için kontrol edilmelidir. Paralel yapılmış kabloların akım
kabiliyeti formulden hesaplanabilir:
N .CM
I SRMS
CMAs sekoder sarımının circular mis Per amper cinsinden akım kabiliyetidir. N
sekonder sarımındaki tel sayısı ,CM tek bir sekonder iletkeninin cir mils amp cinsinden
çıplak alanı ve ISRMS spread sheetdeki D62 hücresinden sekonder RMS akımıdır.
Bias Sarımı Tasarımı
Bias sarımı için kablo boyutu akım kapasitesinden daha fazla space filling nedeni
tarafından belirlenir, önceki bölümlerde trafo yapımında tanımlandığı gibi. Bias sarımının
kablo boyutu bir tabakayı tamamlayacak şekilde seçilmelidir. Genellikle paralel bir bifilar
sarım mümkün olan en geniş alanı idare edilebilir kablo boyutuyla kullanmak gerekli
olacaktır. Appendix A da kablo tablosunda santimetre başına sarım sayısı (TC) değerleri
AWG kablo boyutları için verilir.
Bu bilgi verilen sarım sayısı ve mümkün bobin genişliği için bir bifilar sarım için bir
bias sarım boyutu seçmede kullanılabilir. Gerekli TC değeri şu denklemden hesaplanabilir:
CMAs =
TC =
2.N B .10
BW − 2.M
TC bias sarımının santimetre başına sarım sayısı kabiliyetidir. NB spread sheetin D46
hücresindeki bias sarımı sayısıdır. BW bobinin sarımınınfiziksel genişliği mm cinsindendir.
B27 hücresinde , M mm cinsinden sınır genişliğ iB28. Önce gerekli TC değeri hesaplanır,bir
kablo boyutu Appendix A kablo tablosundan ,hesaplanan TC değerine eş yada daha büyük
olan bir değerli TC seçilir. En geniş tercih edilen kablo boyutu tam bir tabaka biçimi vermez
sarım sayıları bobin sarım alanı genişliğince eşit biçimde sarılmalıdır.
Bir Trafo Yapım Tipi Seçimi
Figure 7 ve 10 da gösterilen trafo yapım tipleri hem sekonderi hemde primeri regule
edilmiş güç kaynağı tasarımları için margin wound ve triple insulated kablolu trafo
tasarımları optimize edilmiştir. Bu figurler trafo sarımlarının sırasını tanımlamada örnek
olarak kullanılabilir ve sınırların yerleşimi ve izolasyon sleeving ( eğer kullanılırsa) ve
izolasyon bandı. Yapım tipi ,kaynak ,regulasyon düzeninin temeline ( primer yada sekonder)
ve izolasyon tipi ( margin yada triple ) göre seçilir. En küçük fiyatlı trafoyu fakat mümkün
olan en küçük trafo boyutunu gerektirmeyen uygulamalar bir margin wound trafo
kullanabilir. Mümkün olan en küçük trafo boyutu kullanımını gerektiren uygulamalar triple
izoleli kablo tasarımı kulanmalıdır.
Figure 10 da gösterilen yapım tipleri düşük sızıntı split primer tasarımlarıdır ve
kaynağın çıkış gücü eğer 40 W dan büyükse kullanılmalıdır. Bu tasarımlar daha düşük bir
güç kaynağı için verimliliği arttırmada kullanılabilir. Fakat tek parçalı primer sarımlı bir
tasarımdan daha pahalı olacaktır.
İzolasyon Band Genişliğinin Seçimi
Bir margin wound trafo yapımı için ,üç farklı izolasyon bant genişliği gereklidir.
Bobinin uçtan uca genişliğine eşit bir band genişliği takviye yalıtım için gereklidir. Bu bilgi
spread sheetin B27 hücresinden okunabilir. Sarım tabakaları ve komşu primer yada sekonder
sarımları arasındaki temel yalıtım için bobin genişliği eksi marginlerin genişliği kadar bir
bant genişliği gereklidir. Şöyle hesaplanabilir :
WTB = BW − 2.M
Wtb temel izolasyon bandının genişliği ,BW spreadsheeti B27 hücresindeki bobin
genişliği M B28 hücresi margin genişliğidir. Üçüncü band genişliğine bobinin her
tarafındaki sınır tabakaları için ihtiyaç duyulur. Bu bandın genişliği uygulanabilir güvenli
regulasyonlar başarmak için seçilir ve B28 hücresine alınır yazılır. Triple izoled trafolar BW
ye eşit bir genişlikte temel izolasyon için bir boyut banda gereksinim duyar.
Insulating Sleeving
Margin wound trafo tasarımlarında tüm sarımların başlangıç ve bitiş uçlarında
insulating sleeving gereklidir. Öyleyse primerden sekondere marginler tarafından sağlanan
izolasyon korunur muhafaza altına alınır. Sleeving en az 0,4 mm bir duvar kalınlığına sahip
olmalıdır. Bu amaç için sleeving AWG kablo boyutuna denk boyutlarda elde edilebilir.
Genellikle sleevingin bir boyutu –en geniş kablo boyutuna denk boyut – bir trafo tasarımı
için yeterlidir. Sleevingin bu boyutu daha sonra trafodaki diğer tüm kablo boyutları için
kullanılabilir. Sleeving triple yalıtılmış kablo tasarımları için gerekmez.
Trafo Gapping Primer Induktans Toleransı
Standart uygulamad flyback trafo uygulamaları için trafo çekirdekleri açık, belli , tam
bir boşluk uzunluğundan ziyade ALG diye belirlenmiş bir değere gap edilir. ALG nin
merkez değeri spread sheet in C47 hücresinden okunabilir. ALG adet olarak +-% 5-6 lık bir
telerans belirlenir. D51 hücresinde gösterilen boşluk uzunluğu trafonun tepe akı
yoğunluğunu kontrolde ve tasarımın uygulanabilirliğini tanımlamada ekseriyetle faydalıdır.
Ve bir trafo spesifikasyonunda kullanılabilir. 0,051 mm den daha küçük trafo boşluklarından
kaçınılmalıdır. Bu gibi küçük bir boşlukta toleransı korumanın zor olduğu boşluklardan
kaçınılmalıdır. Trafo primer indüktans toleransı %10 ile %15 aralığında belirlenmelidir.
Dahasıkı(düşük) toleranslar hiçbir perfonmans avantajı sunmaz ve gereksiz yere masraflı
olur.
Yüksek hacimli trafo uygulamaları için ekseriye ferrit çekirdeğinin birinin orta
bacağının aşağıya öğütülmesi,ezilmesi,bilenmesiyle gap yapılan
Küçük üretim akısı ve prototipleri için yarıya indirir. Küçük üretim akısı ve
prototipleri için bir başka teknik çekirdek havesleri arasına non-conducting spacer
kullanmaktır. Eğer spacerlar öğütülmüş çekirdek bacağında ziyade seçilirse , spacer kalınlığı
merkez bacak boşluğu için kullanılan yarı yarı değerinde olmalıdır. Magnetik pathin spacer
tarafından ikiye bölündüğü gibi , biri çekirdek merkez bacağında diğeri çekirdeğin dışındaki
bacaklarında.
Trafo Yapımının Tamamlanması
Önce yukarıdaki bilgi belirlenir kararlaştırılır. Trafonun yapımı için bir tarifname yi
tamamlamak için yeterli bilgi vardır. Tarifname şu bilgileri içermelidir:
trafo şeması ,tüm sarımları gösterecek ,sarım sırasına göre,pin tahsislerini
,sarımalrın başlangıçlarının belirten noktalar,her sarımın sayısını ve kablo boyut ve
tipleri
• trafo parça listesi şunları içermelidir
- çekirdek parça nosu ve ALG
- bobin parça
- tüm kalo tip ve ebatları
- tüm izolasyon bant v genişlikleri
- yalıtım sleeving tipi ve boyutu
- cila tipi
trafo Tarifnameleri
- primer indüktansı ve toleransı
- primer sızıntı indüktansı ve toleransı
- uygulanabilir güvenlik standartlaır yada hipot test voltajı ve minimum creepage
mesafeleri
- detaylı yapım ve çizim komutları
tasarım Özeti
1- uygulama değişkenleriyle yük tasarım spread sheet ve TOPSwitch değişkenleri Per
instruction in AN-16
2- app Adan bir çekirdek seç ve üreticinin katalogundan spreadsheet için gerekli çekirdek
ve bobin parametrelerini belirle . bunları spread sheet yükle aktar
3- spread sheeti An-16 ya göre tamamala ve tüm parametreleri tavsiye edilen tasarım
sınırlarını karşılayıncaya kadar iteratif hesapla
4- spread sheet değerleri ve App A kablo tablosundan primer ,sekonder ve bias kablo
boyutlarını hesapla
5- bir tane trafo yapım stilini kaynak regulasyon usulune ( primer yad sekonder
regulasyonlu) ve izolasyon tipine göre ( margin wound yada triple insulated) seç
6- trafo izolasyonu için ihtiyaç duyulan bant genişliklerini hesapla
7- izolasyon sleeving boyutunu seç gerekliyse
8- spread sheet değerleri ve 4 den 7 adıma kadarki bilgileri kullanarak trafo tarifnamesini
tamamla
•
TOPSwitch Entegre Devresi İle Herhangibir Ayrık IC Denetleyici İle yapılmış İki
Devrenin Karşılaştırılması
ÇEŞİTLİ ÖRNEKLER
Aşağıda çeşitli anahtarlamalı IC ler ile yapılmış örnekler verilmiştir.
Şekil xx de cep telefonu şarjı için kullanılan örnek bir devre görülmektedir.
Kullanılan entegre devre POWER Integration’ un üretmiş olduğu Tiny Switch serisi TNY254
‘dir. Giriş voltajı 85-265 VAC olan devrenin çıkış gücü 3,6 W ‘dır. Çıkışında %6 toleransla
5,2 V gerilim elde edilmektedir. Devre Flyback modeline uygun kurulmuştur. Devrenin
sunduğu kolaylık ve avantajlar ;
-sabit çıkış voltajı ve akımı
-yüksüz halde düşük güç tüketimi ( 100 mW dan az)
-geniş giriş grilimi aralığı ( 85-265 VAC)
-iki sarımlı basit trafo kullanma
-düşük miktarlı komponent kullanımı
Devrenin
Çalışması
Tiny Switch kullanılmış bu Flyback modeli regulator devresi cep telefonlarının şarj
edilebilir bataryaları ( NiCd, NiMH, Li-Ion ) için akım sınırl ısabit bir gerilim üretir.
Devredeki C1,L1,R1 ve C2 doğrultulmuş olan gerilimin daha düzgün bir DC olması
için kullanılır. Bu elemanlar ayrıca EMI’ ninde önlenmesi için gerekli filtrelemeyi sağlar D5
,C5,L2 ve C6 sekonder çıkışını doğrultur ve filtreler. Referans zener diyodu VR1 ve
optokuplorun LED i çıkış voltajını hisseder ve TinySwitch E geribesleme sağlar. Çıkış voltajı
LED VR1 ve R7 üzerinde düşen voltaj tarafından ayarlanır. Q1,R3,R4,R5 ve R6 sabit çıkış
akımını sağlar. R4 ve R5 üzerinde düşen 0,6 V a erişirse ,Q1 TinySwitch ,2 iengellemek için
optokuploru uyarır.D6 diyodu R2 ve C6 trafonun sızıntı induktansından gelen enerjiyi
gidermek için bir kenetleme networku şeklini alır. Komponent değerleri Drain voltajını tam
yükte ve yüksek hatta 650 V den daha az olacak şekilde sınırlandıracak şekilde seçilmelidir.
TASARIMDA DİKKAT EDİLECEK NOKTALAR
-Akım sınırlamasını sağlamak için R4 ve R5 in paralel kombinasyonu halledilmelidir.
Q1 in VBE si bölünür istenilen akıma denk bu değer tarafından
-R4 için Icl2 R4 ün en az 2 katı bir güç tahmini seçilir. R5 i R4 için standart artışlarını
sağlamak için kullanılır.
-R6 yı R4-R5 kombinasyonu ve R6 üzerinde Icl de en az 1 V düşecek şekilde seçilir.
Bu işlem kısa devre akımını Icl de sabit tutar.
-Q1 için herhangi bir genel amaçlı NPN transistor seçilir.
-D5 için hızlı bir diyot seçilir. Ters toparlanma süresi 150 ns den az olmalıdır.
Ortalama akım ratingi Icl nin en az 3 katı olmalıdır. Verimi arttırmak için Shottky
kullanılabilir.
-Çıkış voltajının doğruluğunu geliştirmek için VR1 in yerine bir doğruluk referansı
kullanılabilir. Devrede gösterilen zener , stand by gücünü azaltmak için zenerin spesifik zener
akımının altında çalıştırılır.R8 in değerinin düşürülmesiyle bu akımı arttırarak doğruluğu
geliştirir.
-Verimliliğin önemli oranda arttırılması akımın farkedilme yöntemlerinin daha düşük
threshold geriliminin düşürülmesiyle sağlanabilir.
Author
Document
Category
Uncategorized
Views
2
File Size
644 KB
Tags
1/--pages
Report inappropriate content