D4316

Fluctuations de tension et flicker
Évaluation et atténuation (partie 2)
par
JACQUES COURAULT
Directeur des développements en Électronique de Puissance – ALSTOM Power Conversion
Guillaume de PREVILLE
Chef de projet de développements en Électronique de Puissance –
ALSTOM Power Conversion
et
Jean-Louis SANHET
Responsable Normalisation et Réglementation – ALSTOM Power Conversion
1.
1.1
1.2
Critères d’atténuation des fluctuations de tension .......................
Évaluation du flicker. Four à arc courant alternatif ...................................
Atténuation du flicker ..................................................................................
1.2.1 Méthode ..............................................................................................
1.2.2 Rapidité................................................................................................
2.
2.1
2.2
2.3
2.4
Absorbeurs.................................................................................................
Fonctionnement...........................................................................................
Dimensionnement de l’actionneur.............................................................
Dimensionnement du filtre .........................................................................
Technologie ..................................................................................................
Pour en savoir plus...........................................................................................
D 4 316 – 2
—
2
—
2
—
2
—
3
—
—
—
—
—
3
3
4
6
8
Doc. D 4 318
es fluctuations de tension d’un réseau peuvent avoir des origines diverses,
tous les procédés industriels sont susceptibles d’en produire si la puissance
de court-circuit au point de raccordement et d’évaluation est faible. Sans entrer
dans les détails des perturbations pour chaque activité, on peut cependant classer ces perturbations en deux grandes catégories : les fluctuations lentes et les
fluctuations rapides.
Les fluctuations lentes ont pour origine les charges réactives lentement
variables des réseaux. Leur atténuation est réalisée par des statocompensateurs
de réseau. La bande passante des actionneurs utilisés ne dépasse pas quelques
hertz. Par ailleurs, ces équipements ne sont généralement pas conçus pour éliminer une composante inverse ; ils ont donc un fonctionnement équilibré.
Les fluctuations rapides de la tension, qui engendrent le flicker, ont principalement pour origine les activités métallurgiques, fours à arc, laminoirs, machines à souder. La compensation de la gêne engendrée par ces perturbations ne
pourra se faire qu’avec des actionneurs capables d’une bande passante supérieure à 20 Hz.
Pour être exhaustif, il est nécessaire d’évoquer les équipements de rééquilibrage des réseaux. On les rencontre surtout pour rééquilibrer les réseaux triphasés qui alimentent des installations monophasées de la traction ferroviaire.
Dans les paragraphes qui suivent nous ne considérerons que les statocompensateurs rapides de flicker ; ils comprennent, dans leur puissance et dans
leur contrôle, toutes les particularités des appareils lents de réseau et leur
dimensionnement prend nécessairement en compte la nécessité de rééquilibrage.
L
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D 4 316 − 1
FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER ____________________________________________________________________________________________________
L’ensemble « Compensateurs statiques de puissance réactive » fait l’objet de quatre articles :
D 4 315 Fluctuations de tension et flicker. Évaluation et atténuation (partie 1)
D 4 316 Fluctuations de tension et flicker. Évaluation et atténuation (partie 2)
D 4 317 Contrôle dynamique de puissance réactive. Dispositifs statiques
Doc. D 4 318 Pour en savoir plus
Les sujets ne sont pas indépendants les uns des autres.
Le lecteur devra assez souvent se reporter aux autres fascicules.
1. Critères d’atténuation des
fluctuations de tension
Puissance
active P
Fonctionnement
assigné
SN
1.1 Évaluation du flicker.
Four à arc courant alternatif
Plusieurs formules sont couramment utilisées ; il est bien évident
qu’elles prennent toutes en compte la puissance de court-circuit du
four SSC f et du réseau SSC r au point de couplage commun. Ces formules ont une double origine, théorique et pratique ; elles contiennent des coefficients empiriques dont la plage de variation est
fonction de l’expérience des utilisateurs (cf. D 4 315 § 1.1.2 et § 2.3.1).
Les premières évaluations significatives, du fait de leur nombre,
de la gêne engendrée par le flicker ont été réalisées au Japon avec
un critère parfois encore utilisé (∆V10). On a pu établir une relation
avec les variations de tension du réseau, et faire un lien direct avec
Pst [relations (1) et (2)] :
∆V max
∆V 10 = ---------------3, 6
θSC
Figure 1 – Évaluation de la plage de puissance réactive d’un four
à arc
1
P + jQ
∆V10 est exprimé en % ; d’où l’évaluation suivante de Pst max :
Puissance
réactive Q
∆Qmax
1
∆Q max
P st max = 3 ∆V 10 = 0, 83 ∆V max = 83 k ⋅ -----------------S SC
∆Q max ⋅ δ 100
P st max = 3 ------------------------------------3, 6 S SC r
Court-circuit
θN
1
P
jQ
P
2
2
2
3
3
3
jQ
– jQ
(1)
dans laquelle δ est un coefficient d’expérience compris entre 1 et 1,3.
Pour Pst 99 % pour la prédétermination du flicker engendré par un
four à arc au point commun de couplage PCC, on trouve :
S SC f
P st 99 % = K st ------------S SC r
(2)
où Kst est un coefficient caractéristique d’émission pour le calcul de
Pst compris entre 50 et 85.
Si l’on assimile la variation de puissance réactive maximale à la
puissance de court-circuit du four, il est évident que les deux formules sont sensiblement identiques. On a (cf. figure 1) :
SN
2
2
∆Q max = ---------------- ( sin θSC – sin θN )
sin θ N
1
1
P = U . I . 3 = U 2 . Y0
Y0
P
2
2
3
3
jY 1
jY2
IL =
U .Y
0
3
I1 = U12 Y0 + U13 j .Y1
(3)
La figure 1 met en évidence la méthode de détermination de la
variation de puissance réactive maximale engendrée par un four à
arc triphasé dans un fonctionnement équilibré. Mais, sur un four à
arc, les fonctionnements déséquilibrés sont fréquents et il importe
d’en tenir compte dans le dimensionnement électrotechnique des
composants en partant du principe de Steinmetz qui sera évoqué
largement dans le fascicule [D 4 317] pour définir la structure de
contrôle de la boucle rapide.
Les quelques considérations de la figure 2 permettent d’évaluer
l’importance, du point de vue dimensionnement, des conséquences
d’un fonctionnement monophasé.
D 4 316 − 2
La partie réactive de la charge est facile à compenser. On ajoute – j . Q
entre 1 et 2, il ne reste alors que la puissance active P à répartir sur les
trois phases...
avec U tension entre phases
IL courant dans la ligne
Y admittances entre les phases
(comme indiqué)
1
P + jQ
Q
2
3
P
3
P
3
Après quelques calculs on arrive au
résultat suivant :
Y
Y1 = – 0
3
Figure 2 – Compensation de déséquilibre
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et
Y2 =
Y0
3
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1.2 Atténuation du flicker
k est représentatif du dimensionnement électrotechnique de compensation :
1.2.1 Méthode
Nous avons jusqu’ici considéré des aspects stationnaires, mais
les aspects dynamiques sont tout aussi importants. En fait, la difficulté essentielle quand on cherche à atténuer le flicker est liée à la
rapidité de réaction de l’actionneur, encore appelé absorbeur.
Q
k = ------cQp
(8)
Q
K f = ------rQp
(9)
Dans la suite, nous notons :
L’actionneur doit être capable de réagir suffisamment vite pour
éliminer toute variation de puissance réactive dans une bande de
fréquence allant jusqu’à 25 Hz pour prendre en compte l’ensemble
des critères d’évaluation du flicker. La figure 3 donne un exemple de
schéma de principe de la structure d’un système de compensation.
La figure 4 met en évidence, pour deux fluctuations rapides, l’une
à 10 Hz (figure 4a), l’autre à 15 Hz (figure 4b), le fait qu’un fort
dimensionnement électrotechnique du compensateur d’énergie
réactive (CER) n’est pas toujours une nécessité. La figure 4c, qui
prend en compte un retard pur de τ = 6,6 ms montre bien que, pour
les fréquences supérieures à 16 Hz, un dimensionnement électrotechnique réduit (k = 0,6) donne une meilleure atténuation, Kf plus
faible, que pour k = 1…
Pour évaluer la rapidité de réponse minimale nécessaire, on peut
considérer en première approche, un mode de réglage qui serait
exact en amplitude, mais aurait un retard pur τ. Ce retard pur est une
caractéristique fondamentale de l’actionneur qui introduit la compensation variable : avec des thyristors, il est classiquement de
6,6 ms pour un réseau de fréquence 50 Hz.
La perturbation du réseau, fluctuation réactive, peut être représentée par un vecteur Q p . La correction apportée par l’absorbeur
1.2.2 Rapidité
est également représentable par un vecteur Q c , le retard entre la
perturbation et la correction introduit un déphasage ; la perturbation
résultante est :
La rapidité est la caractéristique fondamentale d’un compensateur
d’énergie réactive, la figure 4d montre encore qu’un manque de rapidité peut augmenter les perturbations sur un réseau Kf > 1, c’est-à-dire
une perturbation résultante supérieure à la perturbation d’origine.
Qr = Qc – Qp
(4)
Nous avons jusqu’ici évoqué un retard pur, qui, pour les faibles
valeurs, est en fait celui de l’actionneur ; il est indispensable, pour
avoir une vision globale sur les aspects temporels, de prendre en
compte ce qui est en amont de la commande directe de l’actionneur,
c’est-à-dire la partie régulation qui est étroitement liée à l’observation des grandeurs physiques et à leurs traitements qui sont en adéquation avec la structure réseau-charge et filtrage.
Ainsi la rapidité de compensation constitue un aspect fondamental pour la réduction des perturbations engendrées par les fluctuations d’énergie réactive.
soit, sous une autre forme :
qp = Qp sin ωt
(5)
qc = Qc sinω ⋅ (t – τ) = Qc sin (ω ⋅ t – α)
(6)
Le module de la perturbation résiduelle Qr peut alors s’écrire :
Q r = Q p 1 – 2k cos α + k
2
(7)
SSC
U
Réseau
∆U = ∆Q
U
SSC
Constante
=
Compensation
variable
Compensation
fixe
Charge
variable
Inductance variable
électroniquement
Batterie de
condensateurs
accordés en filtres
Four à arc
ou
laminoir
Qind
+
Qcond
+
Qind
absorbe la puissance réactive en excès
(fourni par les condensateurs)
quand la charge en consomme moins
Qcond
compense Qmax de la charge
Qcharge et Qind sont de même nature, mais
les variations sont des signes opposés
Qcharge
Figure 3 – Structure d’un système compensé
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D 4 316 − 3
FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER ____________________________________________________________________________________________________
1
10 ms
1
0,8
0,8
Kf
Kf
10 ms
0,6
6,6 ms
0,6
5 ms
4 ms
6,6 ms
0,4
0,4
5 ms
4 ms
0,2
0,2
0
0
0,2 0,4 0,6 0,8
1
1,2 1,4 1,6 1,8
2
0,2 0,4 0,6 0,8
1
1,2 1,4 1,6 1,8
k
a
2
k
fréquence fo = 10 Hz
b
fréquence fo = 15 Hz
Compensation égale à la perturbation ; k = 1 :
P
1,4
C
R
ω τ
1,2
1
Kf 0,8
0,6
La compensation est plus faible
que la perturbation ; k = 0,6 :
k = 0,6
0,4
k=1
0,2
0
ωτ
0
Kf =
c
5
10
15
20
Qr
R
25 30
f (Hz)
k=
Qp
P
C
C compensation
R résidu non compensé
P perturbation
Qc
Qp
K f (f ) pour un retard pur = 6,6 ms
d
schémas de compensation
Figure 4 – Effets de la rapidité de la
compensation
2. Absorbeurs
2.1 Fonctionnement
L’absorbeur est la partie active du statocompensateur. Les charges
qui engendrent les perturbations sur les réseaux sont généralement
à déphasage arrière, c’est-à-dire inductive ; pour les compenser, on a
recours à des condensateurs qui constituent la partie fixe de la
compensation.
Il est hélas bien difficile de moduler, avec la rapidité souhaitable,
le courant dans un condensateur ; ainsi, comme le montre le schéma
de principe de la figure 3, on installe sur le réseau une batterie de
condensateurs dimensionnée pour l’énergie réactive maximale
consommée. Pour moduler la puissance réactive de compensation,
on absorbe le surplus de l’énergie de compensation avec un dispositif inductif. Ce dispositif est constitué de thyristors et d’inductances
dans lesquelles ont fait circuler un courant discontinu.
La figure 5 montre la conduction effectivement discontinue du
courant dans les inductances, en allant d’une conduction faible vers
la conduction totale des thyristors. Mais la puissance réactive de
compensation ne peut s’exprimer qu’en prenant en compte les
valeurs efficaces de la tension (U) et plus particulièrement, du courant (I).
D 4 316 − 4
Sur la figure 6a, la forme temporelle du courant dans les inductances L de bras permet de définir l’angle β de commande des thyristors. La figure 6b donne l’évolution de la valeur efficace du
courant fondamental I1 en fonction de β ; pour dépersonnaliser cette
courbe, c’est-à-dire la rendre indépendante de tout cas particulier,
nous en avons fait le tracé en grandeur réduite…
Les courants évoqués génèrent des harmoniques qu’il importe de
définir dans le but de dimensionner les filtres qui introduisent la
puissance réactive capacitive (figure 7).
En régime équilibré, avec trois courants de bras identiques
(même β), l’harmonique 3 contenu dans les bras disparaît dans les
phases. Cette propriété importante peut être prise en compte pour
le dimensionnement des filtres des statocompensateurs de réseau
qui, par définition, n’ont jamais pour fonction d’éliminer une composante inverse. Par contre, les statocompensateurs de flicker peuvent fonctionner transitoirement en régime déséquilibré et de ce fait
générer de l’harmonique 3 dont il convient de tenir compte.
2.2 Dimensionnement de l’actionneur
Le fait de connaître la puissance réactive à installer et d’avoir retenu
un niveau de tension, c’est-à-dire d’avoir défini un courant, n’est pas
suffisant pour déterminer les inductances L /2 ; il est nécessaire de définir la valeur maximale de l’angle β de commande des thyristors.
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___________________________________________________________________________________________________ FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER
Lωi 0,8
U
0,6
Courant dans
une inductance
ou un bras
0,4
iL
0,2
0
– 0,2
L1 /2
Th11
Th12
β
– 0,4
L1 /2
– 0,6
Courant
dans le bras 1
Tension
entre phases
– 0,8
– 100
– 50
0
50
100
150
200
250
β = 60°
Courant dans le bras 1
a
300
ωt (°)
courant instantané dans un bras
1
Courant thyristor Th11
LωI1 0,9
U
0,8
0,7
uAK Th11
0,6
0,5
0,4
Courant thyristor Th12
0,3
0,2
0,1
uAK Th12
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
β (°)
b
courant efficace fondamental dans un bras
Courant de ligne iL
L ω I1
U
uAK
tension anode-cathode des thyristors
2β – sin 2β
π
I1 courant de phase fondamental
uL et iL tension et courant de ligne
U tension efficace
Figure 5 – Principe de fonctionnement de l’absorbeur
Figure 6 – Évolution de la valeur efficace du courant fondamental
dans les inductances
La figure 7 indique clairement, pour une tension et un courant
donné, qu’un angle β faible conduit à une inductance faible, ce qui
économiquement ne manque pas d’intérêt… Mais la figure 7 montre sans ambiguïté que cela augmente de manière significative la
valeur des harmoniques et en particulier de l’harmonique 3 ; ainsi,
le gain significatif, envisagé sur les inductances de bras, peut être
annulé par le surcoût du filtre. Le choix de β est donc fondamental
pour effectuer un compromis de dimensionnement éclairé. Les facteurs d’optimisation qui doivent être pris en compte sont bien
entendu d’ordre économique : le coût de revient et le coût d’exploitation. Dans ce dernier coût, il entre essentiellement ceux liés à la
minimisation des pertes de l’installation.
■ Trois formules sont à prendre en compte pour optimiser un
absorbeur :
— la valeur efficace du fondamental I1 déjà évoquée sur la
figure 6b :
U 2 β – sin 2 β
I 1 = ----------- ----------------------------L⋅ω
π
=
(10)
— la valeur efficace totale I du courant :
U 2 β cos 2 β – 3 sin 2 β + 4 β
I T = ----------- ----------------------------------------------------------------L⋅ω
π
(11)
— la valeur crête du courant :
U
I crête = ----------- 2 ( 1 – cos β )
L⋅ω
(12)
Sur la figure 8a, trois tracés, pour trois valeurs différentes de β,
ont été représentés avec des valeurs différentes des inductances
dans le but de maintenir constante la valeur efficace I1 du courant
fondamental. Ainsi, ces couples de valeurs, β1, L1, β2, L2, β3, L3 sont
à priori possibles.
La figure 8b représente l’évolution du rapport des valeurs efficaces du courant total au courant fondamental en fonction de β ; il est
clair qu’un angle faible conduit à un surdimensionnement en courant : β = 40° entraîne un surdimensionnement en courant de l’ordre
de 1,22, β = 60° conduit à 1,07… Cette dernière valeur doit être
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D 4 316 − 5
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i (A)
3 000
1
I1 / I1 max
Ih 0,9
I1 0,8
2 000
0,7
1 000
0,6
0
I11 / I1
0,5
β = 60°
β = 80°
– 1 000
I9 / I 1
0,4
β = 40°
– 2 000
I5 / I 1
0,3
I3 / I1
– 3 000
0,6 0,8
1
1,2 1,4 1,6 1,8
I7 / I1
0,1
2
2,2
t (en 10 – 2 s)
0,2
a
courant instantané dans une inductance d'un bras
I
I1
1,8
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
β (°)
a
fondamental et harmoniques du courant dans un bras
1,7
1,6
1,5
1
1,4
IL1 / IL1 max
ILh 0,9
1,3
IL1 0,8
1,2
1,1
0,7
1
IL11 / IL1
0,6
0,5
b
IL7 / IL1
0,4
50
60
70
évolution de I
I1
80
90
β (°)
Figure 8 – Analyse du courant dans un bras
0,3
IL13 / IL1
0,2
0,1
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
β (°)
b
b
40
30
IL5 / IL1
ils sont protégés par des circuits d’aide à la commutation (R-C), dont
les condensateurs ont pour valeur 4 µF (un circuit R-C pour deux
thyristors tête-bêche). Les pertes sont calculées en partant des formules suivantes :
— pertes dans un thyristor :
fondamental et harmoniques du courant dans une phase
(en fonctionnement équilibré)
ILh courant de phase harmonique de rang h
2
pth = V0 ⋅ Ith moy + rth I th
— courant moyen dans un thyristor :
IL1 courant de phase fondamental
IL
courant de phase
I1
courant fondamental
2
U
I th moy = ----------- ------- ( sin β – β cos β )
L⋅ω π
(14)
— courant efficace dans un thyristor :
Figure 7 – Harmoniques contenus dans les courants de bras
et de phase
considérée comme limite du point de vue de l’absorbeur ; elle permet néanmoins, pour les inductances, un gain voisin de 2 par rapport à des angles voisins de 90°.
Une valeur maximale de β égale à 60° semble donc être, du point
de vue de l’actionneur, satisfaisante pour réaliser un bon compromis technico-économique.
■ Ce choix peut-être renforcé si l’on considère les pertes globales
de l’absorbeur. Pour expliquer ce point de vue, considérons un
absorbeur de 37 Mvar sous une tension entre phases de 10 kV, avec
10 thyristors en série. Les thyristors ont les caractéristiques suivantes :
V0 = 1,12 V et
D 4 316 − 6
(13)
rth = 0,416 mΩ ;
2 β cos 2 β – 3 sin 2 β – 4 β
---------------------------------------------------------------2π
U
I th = ----------L⋅ω
(15)
— pertes dans une résistance d’un circuit « R-C » pour 2 thyristors :
pc =
1
∑ --2- C ⋅ V
2
2
1
⋅ f = 4 --- [ C ⋅ U 2 sin β ] ⋅ f
2
(16)
f étant la fréquence fondamentale du réseau d’alimentation.
La figure 9 montre que les pertes dans les thyristors sont sensiblement constantes quand β évolue avec I1 constant. On peut toutefois
observer une tendance vers un minimum entre 60° et 70°. On doit
noter qu’il ne s’agit que d’une tendance car un calcul plus rigoureux
introduisant les pertes de commutation pourrait éliminer ce minimum. Il est alors préférable de considérer, du moins en première
approche, les pertes dans les thyristors constantes. Globalement,
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___________________________________________________________________________________________________ FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER
2.3 Dimensionnement du filtre
Pertes (W)
1 000
990
980
970
960
950
940
930
920
910
900
La stabilité des réseaux alternatifs n’est jamais un problème très
simple. La relative complexité du problème est croissante quand le
rapport entre la puissance de court circuit, éventuellement évolutive, et la puissance des charges alimentées est faible.
Q = 37,34 Mvar - I1 = 1244 A
45
a
50
55
60
65
70
75
80
85
Les charges alimentées qui nécessitent des statocompensateurs
sont par définition variables et parfois rapidement variables (fours à
arc, laminoirs…). Ces charges entraînent des variations de puissance réactive et génèrent des harmoniques. Les condensateurs des
statocompensateurs sont donc agencés en filtre, pour éliminer les
harmoniques générées, d’une part, par les charges et, d’autre part,
par l’absorbeur. Il est donc logique, dans la grand majorité des cas,
de rencontrer des filtres accordés sur les harmoniques 3, 5 et 7.
90
β (°)
pertes dans un thyristor
La figure 11a pose les bases du filtrage d’un réseau : le réseau ou
encore la source est modélisée par son impédance interne Lr. La
figure 11b représente l’impédance, vue du pollueur, en fonction de
la fréquence réduite f /fr.
Pertes totales
110
semi-conducteurs
100
+ R .C (kW)
Pertes totales
90
80
70
Pertes dans les semi-conducteurs
60
L’impédance Zxx kV est définie à un niveau de tension donné,
ici xx kV (il s’agit alors du niveau de tension de référence auquel
tous les autres circuits sont ramenés – au moyen du carré des
rapports de transformation si transformateur il y a). Les échelles
des figures 11b, 12b et 13b sont exprimées en valeurs réduites :
— ordonnées par rapport à l’impédance de référence du
2
50
b
45
50
55
60
65
70
pertes globales de l'absorbeur
75
80
85
90
β (°)
Figure 9 – Évaluation des pertes d’un absorbeur en fonction de les pertes de l’absorbeur (figure 9b) augmentent quand β augmente,
du fait des pertes dans les résistances des circuits d’aide à la
commutation.
β = 60° est certainement un choix optimal pour les statocompensateurs de réseau, minimisation des inductances et des pertes.
Pour les équipements très dynamiques susceptibles de fonctionner en régime déséquilibré, donc susceptibles de générer
de l’harmonique 3, une optimisation globale prenant en compte
le dimensionnement des filtres doit être réalisée…
Le dimensionnement doit prendre en compte le cas de défaut
évoqué par la figure 10 (p. 8), il analyse le comportement des courants dans les inductances, donc dans les semi-conducteurs, lors de
la disparition d’une phase au primaire du transformateur d’alimentation de l’absorbeur.
En absence de blocage de la commande des thyristors (figure 10a
p. 8), les courants développés sont très importants et pénalisants
pour le dimensionnement qui doit les prendre en compte pendant
150 à 200 ms, temps d’ouverture du disjoncteur primaire (tenue en
i 2t des thyristors) : l’absorbeur est alors dimensionné presque
exclusivement pour tenir ce type de défaut.
Si le contrôle est conçu avec une détection rapide de manque
réseau, le blocage des impulsions (figure 10b) permet une
meilleure optimisation d’ensemble, thyristors, inductances et disjoncteur.
Du point de vue de l’angle β, il doit être noté que les valeurs faibles conduisent à un rapport entre le courant crête de faute et le
courant crête nominal, élevé. Vis-à-vis des protections, si la détection de manque réseau n’a pas les performances souhaitées, il est
bien évident que le choix β = 60° est plus pénalisant que β = 80°…
Z sc
UN
niveau xx kV ( z = ------- pour f /fr = 1) : Z N = ------ZN
SN
— abscisses par rapport à la fréquence fondamentale du
réseau d’alimentation (en utilisant la notation conventionnelle
« h » pour le rang harmonique, les abscisses sont donc h = f /fr).
Dans cet exemple simple, nous n’avons disposé qu’un seul filtre,
sur le rang 5. La notion de fréquence de résonance est simple, elle fait
partie du choix de filtrage mais il faut bien prendre conscience qu’une
anti-résonance ou résonance parallèle est introduite par le condensateur Cf5 et l’inductance équivalente du réseau Lr. Dans cet exemple, il
apparaît clairement qu’un harmonique à la fréquence de la résonance
parallèle peut avoir des effets désastreux sur l’installation en créant
des surtensions, d’où la nécessité d’introduire un amortissement.
La figure 12 montre le principe, schéma et résultat, d’un amortissement. En fait, il s’agit d’un « mauvais filtre » accordé sensiblement
sur le rang 3 de manière à compenser l’anti-résonance du rang 5.
La figure 13 représente la structure classique d’un filtre de statocompensateur destiné à stabiliser le réseau d’alimentation d’un four
à arc. Il faut noter qu’un accord sur le rang 3 est une obligation du
fait du fonctionnement déséquilibré de l’absorbeur.
2.4 Technologie
Ces équipements sont généralement destinés à des niveaux de
puissance importants, de 10 à 150 Mvar, voire plus. Le marché des
compensateurs d’énergie réactive n’est pas suffisamment important
aujourd’hui pour que des technologies spécifiques aient été développées, des technologies génériques ayant pour origine la variation de
vitesse ou le transport en courant continu ont été adaptées. Les semiconducteurs utilisés sont des thyristors ; ils sont associés en série ou
en parallèle pour monter en puissance. Pour les puissances intermédiaires, c’est la standardisation interne des différents constructeurs
qui leur fait choisir la solution la mieux adaptée en considérant les
aspects technico-économiques. Pour les puissances supérieures à 10
Mvar, ce sont généralement les associations de type série qui sont
retenues pour deux raisons : d’une part, la mise en série des thyristors est simple et bien maîtrisée et, d’autre part, elles permettent de
minimiser les champs magnétiques environnant les différents composants, semi-conducteurs, inductances et structures métalliques.
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D 4 316 − 7
FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER ____________________________________________________________________________________________________
1,5
4 000
1
2 000
0,5
0
Courants au
secondaire
– 2 000
(A)
Tensions au
secondaire
(en 104 V)
0
– 4 000
– 0,5
– 6 000
–1
– 8 000
– 1,5
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
6 000
1
5 000
0,8
4 000
0,6
0,4
3 000
Courants
2 000
dans les
inductances 1 000
(A)
0
Tensions au 0,2
primaire
0
(en 105 V) – 0,2
– 1 000
– 0,6
– 0,4
– 2 000
– 3 000
– 0,8
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
synchronisation en aval de la coupure d'une phase, sans blocage des impulsions
3 000
2,5
2
1,5
1
Tensions au 0,5
secondaire
0
(en 104 V) – 0,5
–1
– 1,5
–2
– 2,5
2 000
1 000
0
– 1 000
– 2 000
– 3 000
–1
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
a
Courants au
secondaire
(A)
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
3 000
2
1,5
2 000
1
Courants
dans les
inductances
(A)
1 000
Tensions au
primaire
(en 105 V)
0
– 1 000
0,5
0
– 0,5
–1
– 2 000
– 3 000
– 1,5
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
b
–2
0,055 0,06 0,065 0,07 0,075 0,08 0,085 0,09 0,095 0,1
t (s)
synchronisation en aval de la coupure d'une phase, avec blocage des impulsions
Figure 10 – Comportement des courants de bras lors de la disparition d’une phase du réseau
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___________________________________________________________________________________________________ FLUCTUATIONS DE TENSION ET FLICKER
Source
X = Lrω
Ih
Ih
Vh
rf5
a
Lr
Vh
schéma de principe
a
25
rf5
Cfa
Cf5
Lr
schéma du filtre
Imp
Impédance du
réseau sans filtre
3,5
Zxx kV
3
anti-résonnance
sonnance
Zxx kV
10
rfa
4
Qf = 10 Mvar
20
15
Lf5
Ra
Cf5
Filtre
Qf
Pollution
Lfa
Lf5
Réseau xx kV
Qf = 5 Mvar
Imp
Impédance
harmonique
2,5
Qf = 5 Mvar
Qa = 3 Mvar
2
1,5
Réseau sans filtre
1
5
0,5
0
2
4
6
8
10
12
0
f /f r
b
Lf5 , rf5 , Cf5
Vh et Ih
2
4
6
8
12
f /f r
impédance harmonique du réseau
b
impédance harmonique du réseau
inductance, résistance et condensateur du filtre
accordé sur l'harmonique 5
Ra et rfa
tension et courant harmonique
Lfa et Cfa inductance et condensateur accordés (ici rang voisin de 3)
résistances d'amortissement
Figure 12 – Amortissement
Figure 11 – Principe du filtrage
Ih
4
Imp
Impédance
harmonique
Lfa
Lf3
Lf5
Ra
Cfa2
Cfa1
Z11 kV
3,5
Vh
10
rf3
rf5
Cf3
Cf5
Lr
3
2,5
Z réseau
2
1,5
1
Lfa = 6,11 mH
Q3 = 7 Mvar
Cfa2 = 1,66 mF
Cfa1 = 0,55 mF
Ra
=8Ω
Q5 = 22 Mvar
0,5
0
1
2
3
4
5
6
f /f r
a
schéma
b
impédance du réseau
Figure 13 – Filtre classique d’un statocompensateur de four à arc
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Pour les absorbeurs de faible puissance, les thyristors sont refroi-
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En haute tension, d’une manière plus précise pour les tensions
supérieures à 4 kV, l’amorçage des thyristors s’effectue par une
commande optique. Sur le figure 14c les blocs BAOP sont des boîtiers d’amorçage optique ; ils reçoivent l’ordre d’amorçage et renvoient vers le contrôle l’état des thyristors. Les composants Requ, C,
R sont classiquement associés aux thyristors, pour répartir les tensions quand la valve est bloquée et pour réduire les contraintes en
dv /dt sur les semi-conducteurs. Le composant appelé ∆U est nonlinéaire ; il assure la protection contre les surtensions, par l’amorçage du composant qui est soumis à une tension trop importante :
de l’ordre de 0,9 fois la tension maximale que peuvent supporter les
thyristors (VDRM).
La figure 15 représente une valve de 24 thyristors en série. La
valve comporte donc 48 semi-conducteurs ; elle est destinée à un
réseau de 30 kV. L’électronique de commande rapprochée des thyristors est en partie inférieure de la valve. À l’intérieur de la valve,
les liaisons entre la commande rapprochée et les boîtiers d’amorçage (BAOP) sont des liaisons optiques. Les liaisons vers le contrôle
global de l’absorbeur sont également totalement optiques.
La structure, les cadres supérieur et inférieur servent de connexions
d’abord vers les inductances saturables, puis vers les inductances de
l’absorbeur. L’ensemble des thyristors et résistances des circuits
d’aide à la commutation est refroidi avec de l’eau dé-ionisée.
L /2
L /2
λ
λ
λ
λ
Absorbeur
L /2
L /2
λ
λ
L /2
a
L /2
dispositif de puissance à thyristors
Figure 15 – Statocompensateur de 32 Mvar sous 30 kV
λ
λ
b
mise en série des valves à thyristors
Fibre d'amorçage
BAOP
Fibre de retour
C
Requ
R
Fibre d'amorçage
∆U
BAOP
Fibre de retour
c
commande optique
Figure 14 – Structure d’un compensateur statique
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