Cours Electronique Analogique 1

Cours Electronique Analogique
Programme :
ELECTRONIQUE ANALOGIQUE
Caractérisation dynamique des signaux.
Amplificateurs réels (courant d’entrée, tension de décalage, réjection de mode commun, nonlinéarités).
Fonctionnement linéaire (contre réaction, régulateurs de tension, générateurs de courant,
amplificateurs logarithmiques..).
Fonctionnement non-linéaire (oscillateurs, générateurs de signaux, comparateurs,..).
Amplificateurs d’instrumentation, d’isolement. Convertisseurs tension-fréquence, NA, AN.
Techniques de protection contre les signaux parasites de mode commun, de mode série
(Isolement galvanométrique, coupleurs optoélectronique).
Extraction d’un signal du bruit (détecteur synchrone, accumulateur-moyenneur).
Référence :
1. J.Y.GAY : Précis d’électronique analogique : Polycop Cours 5ème édition ENSPM-1979
2. P.A.PARATTE-P.ROBERT : Systèmes de mesure : DUNOD – 1986
3. F.MANNEVILLE-J.ESQUIEU : Systèmes bouclés linéaires, de communication et de filtrage :
DUNOD – 1990
4. F.MANNEVILLE-J.ESQUIEU : Théorie du signal et composants :DUNOD – 1990
5. S. VALKOV : Physique appliquée Electronique : S. VALKOV-2001
6. J.M. FOUCHET, A.PEREZ-MAS : Electronique pratique : BORDAS – 1984
7. M.SAUZADE : Introduction à l’électronique analogique : De Boeck – 1995
8. G.ASCH et col : Acquisition de données : DUNOD - 1999
Sites constructeurs :
Analog Devices :
Texas Instruments:
National Semiconductor:
Fairchild Semiconductor:
http://www.analog.com/en/
http://www.ti.com/
http://www.national.com/
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A- CARACTERISATION DYNAMIQUE DES SIGNAUX.
B- AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
C- MONTAGES LINEAIRES A AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
D- MONTAGES NON LINEAIRES A AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
E- LES CIRCUITS POUR LE CONDITIONNEMENT DES SIGNAUX
F- LES CIRCUITS POUR LA CONVERSION DES SIGNAUX
Page 3
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ANNEXE 1 : SIGNAUX TRANSMIS PAR UNE SOURCE : IMPORTANCE DES IMPEDANCES
ANNEXE 2 : DU CAPTEUR A L’AMPLIFICATEUR
ANNEXE 3 : LES COMPOSANTS DE L'ELECTRONIQUE
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Cours Electronique Analogique
A- CARACTERISATION DYNAMIQUE DES SIGNAUX.
1.
SIGNAL ELECTRIQUE ANALOGIQUE ET ELECTRONIQUE ANALOGIQUE
En électronique, le terme signal traduit l’évolution temporelle, fréquentielle d’une grandeur électrique (tension,
courant, puissance)
Par signal analogique, on entend un signal d’amplitude à évolution temporelle continue. (on utilise aussi le terme
linéaire, qualificatif certainement incorrect en réalité mais passé dans le langage courant des électroniciens)
Amplitude
t
1.1 Les dispositifs de l’électronique analogique
On rencontrera parmi les dispositifs de l’instrumentation électronique analogique :


Des sources de signaux (générateur de tension, de courant, ….)
L’instrumentation électronique (oscilloscope, multimètre, analyseur fréquentiels,…)
1.2 Les composants de l’électronique analogique
On rencontrera parmi les composants de l’électronique analogique :
 Des composants passifs (résistance, condensateur, inductance)
 Des composants actifs (diodes, transistors bipolaire, MOS, amplificateurs opérationnels, circuits
intégrés spécifiques)
L’assemblage de ces composants permettra de réaliser des circuits spécifiques (redresseur, mise en forme,
amplificateur, convertisseur,…)
1.3 Les fonctions de l’électronique analogique

Générations de signaux (Sources Puissance, : Energie, Télécommunications,….)

Traitements des signaux (Amplifications, comparateurs, filtres…)

Conversion des données (Analogique/Numérique)
1.4 Les sociétés de l’électronique analogique (2007)
Circuits, composants à semi-conducteurs :
Analog Devices, National Semiconductor, Motorola, STMicro, Sony, TexasInstruments, ,…..
Instrumentation :
Agilent, Philips, Tektronix, Hameg, SEFRAM,…
2. LES SIGNAUX DE L’ELECTRONIQUE ANALOGIQUE
Dans le domaine de l'électronique analogique, un signal représente l'évolution temporelle
fréquentielle) d'une grandeur électrique (tension, courant, puissance)
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(ou
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2.1 Signal à évolution temporelle continue ou constante
Exemple : Générateur de tension constante
V
+
+
Vcc
V(t) = Vcc = constante
Vcc
t

Caractéristique métrologique
o Amplitude = Vcc
2.2 Signal Périodique
Le signal S(t) se reproduit identiquement à lui-même après une durée T appelée période temporelle
S ( t )  S (t  T )
2.2.1
Caractéristiques métrologique
 Temporelles
Période Fréquence Pulsation
Symbole T
f

Unité
s
Hz
rad/s
f 
Relation

1
T

2
 2f
T
Amplitude
Valeur instantanée Valeur maximale Valeur minimale Valeur crête-crête
Symbole S
SMAX
SMIN
Scc
Unité
V,A
Relation S  S (t i )
S cc  S MAX  S MIN
Valeur moyenne
Valeur efficace
Composante continue
Symbole S0,SMOY
SEFF,SRMS
Unité
V,A
T
T
Relation
1
1
S0 
S (t )dt
T
i
2
S RMS

0
2.2.2
S
T
2
(t i )dt
0
Facteur de forme
F
sans
F
S EFF
S MOY
Représentation composite de S(t)
S ( t )  S0  v ( t )  S0  v ( t  T )
Avec S0 la valeur moyenne et v (t) la composante variable à valeur moyenne V0 nulle.
2.2.3
Mesure de la valeur efficace d’un signal S(t)
2.2.3.1 Valeur efficace vraie (True Root Mean Square ; TRMS)
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T
S
2
RMS
1
1
  S 2 ( t i )dt 
T 0
T
2
T
T
T
T
2S
1
1
2
2
0 S0  v( t ) dt  T 0 S0 dt  T 0 v( t ) dt  T 0 0 v( t ) dt
On peut retrouver facilement la relation : S RMS 
S(t)
2
S 02  v RMS
1
T
X
SEFF

2.2.3.2 Valeur efficace de la composante variable
Certains voltmètres mesurent uniquement vRMS et le résultat est correct si la tension mesurée est purement
sinusoïdale.
2.3 Signal sinusoïdal
2.3.1
Représentation
Temporelle :
S (t )  S MAX cos(2. . f .t   )  S MAX sin(2. . f .t   
Complexe :
S ( j )  S MAX e j (t  )  S MAX e j e jt  Se jt

2
)
S ( j )  S MAX cos(2. . f .t   )  j. sin( 2. . f .t   )
On en déduit : S (t )  Réel ( S ( j. ))
2.3.2
Relations

Dérivation et intégration
sin
Intégrale
Dérivée
-cos
cos
-sin
dS (t )

 2. . f .S MAX sin(2. . f .t   )  2. . f .S MAX cos(2. . f .t    )
dt
2
1
 S (t )dt  2. . f .S

MAX
1

.S MAX cos(2. . f .t    )
2. . f
2
Addition de deux signaux de même fréquence et phase :
A cos t  B sin t  C cos(t   )
2.3.3
sin(2. . f .t   )  
avec
Propriétés
 Valeur moyenne
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C
A2  B 2
et
tan  
B
A
S0  0
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
S EFF 
Valeur efficace
S MAX
2
2.4 Signaux impulsionnels
On peut définir un signal impulsionnel périodique à partir d’un motif de base qui va être reproduit à la
fréquence f=1/T
S
Avec : td = retard ; tr = temps de
montée, tf = temps de descente,
PW = durée pulse état haut,
T = Période.
VL = valeur état haut, VH = valeur
état haut
PW
VH
tr
tf
VL
On définit le rapport cyclique par
le quotient r = PW/T souvent
exprimé en %
t
0
T
td
Exemple : Signal de synchronisation « TTL »
La plupart des générateurs de fonctions disposent d’une sortie TTL, ce signal de même fréquence et
de même phase que le signal principal est utilisé pour synchroniser ou déclencher des mesures
relatives au signal principal ou comme signal de commande de circuits logiques.
Nota : VL = 0 volt et VH = 5 volts
2.4 Signaux échantillonnés
Une fonction importante de l’électronique numérique est de traiter massivement et rapidement les
données.
Ces données sont souvent issues de signaux analogiques qui doivent être convertis-en valeurs
numériques, la première étape consiste à prélever ces valeurs par échantillonnages.
Amplitude
Amplitude
Te
t
t
Le signal, échantillonné à la fréquence Fe est constitué d’une suite de valeurs :
{S(0), S(Te),S(2Te),….S(nTe),….}=S*(t)
2.5 Signaux échantillonnés-bloqués
Après l’échantillonnage, la tension est maintenu constant jusqu’au prochain échantillonnage.
Te
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2.6 Signaux numérisés
11010011
11000011
2.7 Signaux numérisés et mémorisés
Adresse
0000 0000
0000 0001
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Données
11010011
11000011
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3. DECOMPOSITION EN SERIE DE FOURIER
Tout signal S(t), périodique de période T, peut être représenté par une série de Fourier :

S (t )  So    An cos nt  Bn sin nt 
avec :  
n 1
2
 2f
T
Expression des coefficients So, An et Bn
T
So 
1
S (t )dt
T O
An 
2 T
S (t ) cos ntdt
T 0
Bn 
2 T
S (t ) sin ntdt
T 0
So est la valeur moyenne ou composante continue du signal
Le terme général : An cos nt  Bn sin nt
est appelé harmonique de rang n, dans le


cas ou
n = 1 ce terme est appelé terme fondamental
Ecriture simplifiée de l’harmonique d’ordre n :
Il est intéressant de représenter le terme général par une fonction mise sous la forme :
An cos nt  Bn sin nt
 n  arctan(
 C n cos(nt   n )
avec : C n 
An2  Bn2
et
Bn
)
An
Représentation fréquentielle d’un signal périodique
Signal sinusoïdal : S (t )  S EFF 2 cos 2ft
Amplitude
SEFF
Fondamental
Fréquence
0
f
Signal périodique : S (t )  S (t  T )
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Amplitude
Fondamental
C1
Harmoniques
So
C2
C3
Cn
0
f1
2f1
Fréquence
nf1
Cas Particuliers
La fonction représentative du signal S(t) est paire : S(t) = S(-t)
 Les termes Bn sont nuls quel que soit n
La fonction représentative du signal S(t) est impaire : S(t) = -S(-t)
 Les termes An sont nuls quel que soit n
2- TAUX DE DISTORSION HARMONIQUE D’UN SIGNAL PERIODIQUE
On définit la composition en harmonique d’un signal périodique par le taux de distorsion
harmonique Thd (exprimé en %)
Thd 
C 22  C 32  C 42  ....  C n2
C1
100
Ainsi, vous pouvez vérifier qu’un signal purement sinusoïdal a un taux de distorsion harmonique nul
car Ci = 0 si i>=1.
Exemple : Décomposition en série de Fourier d’un signal « carré » d’amplitude 1 volt et de
fréquence égale à 1000 Hz
S(t)
1V
1ms
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t
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700
637
Amplitude (mV)
600
500
400
300
212
200
127
100
91
71
59
9000
11000
0
1000
3000
5000
7000
Fréquence (Hz)
Taux de distorsion harmonique :
Thd 
212 2  127 2  912  ....  59 2
637
100  43,81%
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SIGNAUX MODULES
4-1 MODULATION D’AMPLITUDE
Modulation sinusoïdale d’amplitude
Ce type de modulation permet de combiner deux signaux : le signal porteur (porteuse, carrier en
anglais) et le signal modulant (information).
S c (t )  S c cos 2f c t
Signal porteur :
Signal modulant :
S m (t )  S m cos 2f m t
On réalise le signal S (t )  S c (1  m cos 2. . f m t ) cos 2. . f c t
avec m = indice de modulation
Représentation temporelle :
2.0V
1.0V
0V
-1.0V
-2.0V
0s
0.2ms
0.4ms
0.6ms
0.8ms
1.0ms
1.2ms
1.4ms
1.6ms
1.8ms
2.0ms
V(S)
Time
S c (t )  S c cos 2f c t
Signal porteur :
Signal modulant :
S m (t )  S m cos 2f m t
Indice de modulation :
Sc = 1 volt et fc = 40 kHz
Sm = 0,1 volt et fm = 1 kHz
m = 0,2
Représentation fréquentielle :
S
Sc
mSc/2
V
1
0,1
kHz
39
40
41
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f
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B- AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
1. INTRODUCTION
1.1.
UTILISATION DES AMPLIFICATEURS OPERATIONNELS
C’est le circuit intégré analogique le plus utilisé en électronique compte tenu de :
 Son faible coût
 Sa facilité de mise en œuvre
 Ses performances
C’est un amplificateur qui possède :
 Deux entrées différentielles
 Une amplification A(f) = Vs/(V(+)-V(-)) en boucle ouverte très élevé en basse fréquence
V-
V+
VCC
-
Vs
+
VEE
Utilisation principale
Permet de réaliser une réaction sortie-entrée pour contrôler la fonction de transfert
Ve
VS
VE
Vs
L’amplificateur d’usage général (general purpose operational amplifier) type 741 est constitué de :
22 transistors, 11 résistances, 1 diode et 1 condensateur.
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1.2.


APPLICATION DES AMPLIFICATEURS OPERATIONNELS
Les signaux d’entrées peuvent être continus (DC) ou variables (AC)
Il peut réaliser différentes opérations sur ces signaux
o Addition / Soustraction
o Intégration / différentiation
o Amplification
o Filtrage
o Adaptation d’impédance
Il est donc largement utilisé pour la réalisation
o Source de tension / courant
o Oscillateur
o Echantillonneur Bloqueur
o Amplificateur d’instrumentation
o Comparateurs
o Conditionneur de capteurs
2. L’AMPLIFICATEUR IDEAL
Le brochage des CI AOP possèdent :

Deux entrées généralement notées V- et V+ ou VINV et VN.INV

Deux broches pour les alimentations généralement notées VCC et/ou VEE

Une sortie Vs

Eventuellement des autres entrées pour réaliser des fonctions de contrôle ou de réglage de
la sortie.
ZO
V+
Vs
ZI
AD(V+-V-)
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Les propriétés électroniques de ce composant sont les suivantes :



Une très grande impédance d’entrée (Zi)
Une amplification différentielle en boucle ouverte et en continu très élevé (AVD0 ou ADO)
Une faible impédance de sortie (Zo)
Exemple :
AOP 741 TI : AD0 = 200 000
Zi = 2 M
Zo = 75 
3. L’AMPLIFICATEUR REEL
3.1.
Tension de décalage (input offset voltage VIO ou VOS)
Théoriquement si V+ = V- alors VS = 0 volt
+Vcc
-
En réalité Vs # 0 volt
#0V
+
-Vcc
En réalité Vs # 0 volt, on traduit ce décalage de la sortie par une tension équivalente d’entrée
VOS qui assure Vs=0V quand V+ = V-.
VOS
AOP 741 TI : VOS = 1mV
+Vcc
0V
+
-Vcc
Dans la pratique, la majorité des AOP possèdent deux bornes supplémentaires (OFFSET NUL)
destinées à la connexion d’un potentiomètre dont le curseur sera relié à une des alimentations Vcc. Il
suffit d’ajuster le curseur pour annuler (compenser) la tension de décalage VOS.
+Vcc
Vs
+
-Vcc
OFFSET N1
OFFSET N2
3.2.
Courants de polarisations aux entrées (input bias current IBIAS ou IIB )
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Cours Electronique Analogique
-
IBIB+
+
Amplificateur idéal
(sans décalage)
VOS
+
Ce sont des courants générés par les alimentations de l’amplificateur opérationnel et qui apparaissent
sur les entrées inverseuse et non inverseuse et comme pour l’amplificateur réel IB- et IB+ ne sont pas
nuls, ils participent au décalage de tension observé en sortie lorsque V+=VLes notices indiquent la moyenne arithmétique noté IBIAS
I BIAS 
I B  I B
2
AOP 741 TI : IBIAS = 80 nA
Input bias current. Again, this is a parameter that would ideally be zero. A positive input bias current refers to small current that’s seen on the
non-inverting input of the amplifier and similarly, negative input bias current is the small amount of current that’s seen on the inverting pin of
the amplifier. Input bias current refers to the average of these two values. Simply put, input bias current IBIAS is the average of the two input
currents of the amplifier.
3.3.
Courant de décalage en entrée (input offset current Ios ou IIo )
C’est la différence des deux courants de polarisation d’entrée, ces derniers n’étant généralement pas
identiques.
I OS  I B   I B  , la valeur indiquée représenté la valeur absolue de cette différence.
AOP 741 TI : IBIAS = 20 nA
Input offset current refers to the difference between the bias currents of the amplifier. Again, ideally the two currents should be equal to
obtain a zero output voltage. However, there has to be a difference between the two bias currents to set the output to zero. This difference is
referred to as input offset current. IOS
3.4.
Tension de Mode Commun et Mode Différentiel
Les tensions de mode commun VCM1 et VCM2 apparaissent sur chacun des conducteurs du signal
transmis par un capteur et connecté sur les entrées V+ et V- de l’amplificateur.
On pose par définition, la tension de mode commun VCM 
VCM 1  VCM 2
, c’est généralement une
2
tension parasite qui va perturber la mesure.
La tension de mode différentiel VD est le signal utile à amplifier
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Cours Electronique Analogique
Parasite
+
Capteur
VD
VMC1
VMC2
3.5.
VS
Taux de Réjection de Mode Commun (TRMC, CMRR, CMR)
+
Vd
VCM1
Vs = ADVD + ACMVCM
Vs
VCM2
Vs  ADVD  ACM VCM  AD (VD 
ACM
VCM )  AD (VD   RMCVCM )
AD
On appelle taux de réjection de mode commun (Common Mode Rejection Ratio CMRR) le
paramètre CMRR exprimé en dB qui exprime la capacité de l’amplificateur à favoriser l’amplification
différentielle au détriment du mode commun.
T  CMRR  20 log(
AD
)
ACM
AOP 741 TI : CMRR = 90dB
Nota : cette valeur est donnée pour le régime continu, et décroit lorsque la fréquence augmente.
3.6.
Réponse fréquentielle de l’amplification différentielle en boucle ouverte AD(f)
Le modèle le plus utilisé correspond à une réponse du premier ordre :
AD ( f ) 
AD 0
1 j
f
fc
Avec ADO = 100 000 et fc = 1 Hz
On a représenté ci-dessous la variation du module de AD(f) en dB
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16
Cours Electronique Analogique
AVD(dB)
120
Gain BO (dB)
100
80
Fréquence au gain unité
Unit Gain frequency
60
40
20
0
0,1
1,0
10,0
100,0
1 000,0
10 000,0
100 000,0
f (Hz)
Un paramètre important qui va traduire la limitation fréquentielle (bande passante) de l’amplification
en boucle fermée est le produit Gain. Bande (Gain Bandwidth Product GBWP).
On remarque que GBWP est égal à la fréquence mesurée pour le gain unité :

AD = 1, donc 20log(AD) = 0dB
Ce produit reste constant dans les montages en boucle fermée ainsi si :
GBWP = 100 000 Hz
Si on réalise un amplificateur d’amplification égale à A = 100
passante à -3dB de l’amplificateur sera limitée à 1000 Hz
3.7.
(20.log(100) = 40 dB), la bande
Vitesse de balayage limite de la tension de sortie , Slew Rate (SR)
Ce paramètre qualifie la dérivée temporelle de la tension de sortie Vs :
dVs
, cette dernière est limitée
dt
et sa valeur maximale est donnée par le constructeur.
S R  max
dVs
dt
le Slew Rate est exprimé en V/µs
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Ve
Vs
SR
t
Lorsque l’entrée présente des variations d’amplitude importante, la sortie n’arrive pas à suivre ces
variations et présente alors des temps de montée et de descente limités par le Slew Rate.
AOP 741 TI : SR = 0,5V/µs spécifié pour un gain unité
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Cours Electronique Analogique
C- MONTAGES LINEAIRES A AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
1. FONCTIONNEMENT LINEAIRE D’UN AMPLIFICATEUR
A
Ve
Vs
L’amplificateur fonctionne en régime quand la relation liant le module des amplitudes des tensions
d’entrée et de sortie est de la forme :
Vs  AVe est vérifiée pour la fréquence de travail f.
En général cette relation est vérifiée pour un domaine de variation d’amplitude donné de Ve, au delà
et en deçà on observe des limitations d’amplitudes sur la sortie Vs (saturation, écrêtage,..)
Vs
Seuils de saturation
A
Ve
Zone de linéarité
2. CONTRE REACTION
Ve
Vs
A
A = Gain ou transmittance en
boucle ouverte
B = transmittance de retour
B
Le montage est dit en contre-réaction car une partie du signal de sortie BVs est réinjecté avec le signe
moins à l’entrée de l’amplificateur.
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Cours Electronique Analogique
Notation complexe : les variables complexes (par exemple Vs( j ) ) seront notées : Vs
Vs  A(Ve  BVs )
Vs (1  AB )  AVe
Vs
A

Ve (1  AB )
Application : Montage amplificateur non inverseur
R2
R1
Ve
Vs
L’amplificateur opérationnel a un gain en boucle ouverte noté A (supposé de valeur finie)
On suppose par contre que son impédance d’entrée est infinie.
Relations :
V  0 (1)
;
Vs   A.V (2)
On obtient la relation :
;
Ve

V   R1
1

R1
Vs
R2
1
R2
(3)
Vs
R2
A

Ve
R1  R 2 1  A R1
R1  R 2
Nota : si on considère l’amplificateur idéal, c.a.d. A infinie, la relation se simplifie et on obtient :
Vs
R2

Ve
R1
Avantage de la contre réaction :
Elle stabilise et définit la fonction de transfert du montage, on peut remplacer l’AOP par un autre AOP
de la même famille et on obtient la même fonction de transfert car elle est essentiellement fixée par
des composants extérieurs.
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20
Cours Electronique Analogique
3. SOURCE DE TENSION REGULEE
3.1 Fonction : Une source de tension régulée fournit à une charge une tension continue stable
jusqu’à un courant maximal.
Vs
I
0
Imax
3.2 Principe : on va utiliser un montage électronique qui va stabiliser une tension d’alimentation
continue V1. Le schéma de principe est donné ci-dessous.
IA
IS
Stabilisateur
VA
VS
VR
référence
RL
Comp.
-
+
VR :
Tension de référence stable (en général réalisée par une diode Zéner)
Stabilisateur : Elément chargé de fournir le courant Is débité dans la charge. C’est un transistor qui
fonctionne en régime linéaire (Ballast)
Comparateur : Il élabore un signal de commande =k(Vs-VR) qui va piloter le stabilisateur pour assurer
Vs=constante.
Vs est amenée à varier si la tension d’alimentation VA évolue ou /et si le courant de charge IS varie.
3.3 Stabilisation de la tension de sortie : facteurs de régulation amont et aval
3.3.1
3.3.2
Régulation amont – Line regulation
Le facteur de régulation amont traduit l’influence de la variation de la tension
d’alimentation VA sur la tension de sortie VS. Les conditions de mesures sont
spécifiées dans les fiches techniques des composants.
Régulation aval ou charge – Load regulation
Le facteur de régulation aval traduit l’influence de la variation du courant de sortie IS
sur la tension de sortie VS. Les conditions de mesures sont spécifiées dans les fiches
techniques des composants.
3.4 – Réalisation
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
21
Cours Electronique Analogique
SOURCE DE TENSION CONSTANTE A AOP ET TRANSISTOR SERIE (BALLAST)
Vs
TIP120
R1
1k
E
U?
6
2OV
VREF
4,7K
5
1
4
3
2
7
VCC+
RCHARGE
RV
C
470µF
VCC-
741
R1
E1=5V
1k
Exemple 2 : Régulateur intégré LM723
Tension de sortie Vs = 5V
Line Regulation (VIN = 3V)
Vs = 0.5mV
Load Regulation (IL = 50 mA)
Vs =1.5mV
4. SOURCE DE COURANT REGULEE
Le principe est identique, on introduit dans le montage une résistance Ro qui sera traversée par le
courant de sortie Is.
Schéma de principe :
Is
VREF
I=0
VsAO
RL
Vs
RO
Is
VREF
Equations : On suppose l’amplificateur parfait, on peut appliquer le principe de la masse virtuelle :
V  V  VREF
Is 
VREF
 cte
Ro
Nota 1 : VREF et Ro doivent être aussi précis et stable que possible
Nota 2 : la condition Is = cte quelque soit Vs est vérifié jusqu’à la valeur maximale pouvant être
fournie par le montage, dans le cas d’un amplificateur opérationnel standard Ismax = 50 mA
environ
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
22
Cours Electronique Analogique
Nota 3 : Pour augmenter cette valeur on ajoute un transistor commandé par la sortie de
l’amplificateur.
Nota 4 : Un inconvénient de ce montage réside dans le fait que la tension Vs n’est pas référencée par
rapport à la masse du régulateur.
VS AO  VS  VREF  VS  VS AO  VREF  VS MAX  VS AO MAX  VREF
Calcul de VsMAX :
Application numérique : VREF = 5 V ; VSA0MAX=VCC=12V ; VSMAX = 12V-5V=7V
5. AMPLIFICATEUR LOGARITHMIQUE
C’est un amplificateur qui délivre une tension de sortie proportionnelle au logarithme de sa tension
d’entrée. Pour le réaliser, on peut utiliser un composant non linéaire, la diode par exemple, placée
dans la boucle de réaction de l’amplificateur opérationnel.
Schéma :
V
R
Vs
I
Ve
Vs
Ve
Equations :
Relation I = f(V) relative à la diode :
I  I se
qV
akT
avec
Ainsi : log I  log I s 
pour V >0
kT
 25mV pour T  300 K et 1<a<2 pour le silicium
q
q
V
akT
Le principe de la masse virtuelle est applicable : V+ = Vde plus, I 
Or V+ = 0 volt et Vs=-V
Ce qui nous donne : log
Vs 
akT
q
Ve
R
Ve
q
q
Ve
 log I s 
Vs 
Vs  log I s  log
R
akT
akT
R
Ve 


log
log
I
s

R 
ou
Vs  
akT
q
 Ve

log R  log I s 
La tension Vs est bien fonction du logarithme de la tension d’entrée Ve.
Nota : Cette relation est aussi très dépendante de la température T par le facteur
akT
et par la
q
présence du courant de saturation Is. (Is augmente de 7% par °C)
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
23
Cours Electronique Analogique
D- MONTAGES NON LINEAIRES A AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL
Fonctionnement non-linéaire (oscillateurs, générateurs de signaux, comparateurs,..).
1. REGIME NON-LINEAIRE
On distingue deux familles de circuits : les comparateurs et les générateurs de signaux mais pour les
deux familles la tension de sortie n’est plus liée par une équation algébrique à la tension d’entrée.
Comparateurs : La sortie ne peut prendre que deux états dits états Haut VH et Bas VL, états qui vont
dépendre de la valeur de la différence VD = V+ - VGénérateurs de signaux : Ces circuits regroupent les oscillateurs harmoniques (sinusoïdaux) et les
autres sources de signaux périodiques (carré, triangulaire,…)
2. LES COMPARATEURS DE NIVEAUX ANALOGIQUES
2.1 Fonction d’un comparateur
On appelle comparateur analogique un circuit intégré à entrée différentielle dont la fonction est de
délivrer un signal de décision logique fonction des niveaux relatifs de deux signaux analogiques.
C’est le composant qui constitue souvent l’interface électronique analogique-numérique.
Pratiquement on peut se tourner vers deux solutions, utiliser un amplificateur différentiel classique ou
plutôt un comparateur dédié.
2.2 Caractéristique de transfert d’un AOP en boucle ouverte utilisé en tant que comparateur
L’AOP est supposé parfait
+
Vcc
AD = A très grand, on néglige ACM
VD
Vs
-
Les valeurs absolues de Vcc et VEE sont
supposée égale à 15 V par exemple
VEE
La relation Vs  A(V  V )  AV D
Avec A = 106 montre que dès que la tension VD atteint 15µV, Vs sera limitée aux valeurs Vcc et VEE ,
en réalité les deux valeurs possibles pour Vs sont notées VH et VL légèrement inférieures aux valeurs
des alimentations.
Il y a basculement de la sortie lorsque VD = V+-V- =0 volt et la tension Vs sera égale à :
VCC  VEE
.
2
En général VEE = -VCC ; alimentations symétriques, alors Vs au basculement passe par 0 volt.
Seuils de saturation
Vs
VH
VD
VL
Cours Electronique
Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
24
Cours Electronique Analogique
2.3 Mise en œuvre d’un circuit comparateur spécifique
Il existe de nombreux circuits spécifiques assurant la fonction de comparateur analogique avec choix
du niveau de sortie (TTL, CMOS, ECL,..)
L’exemple ci-dessous concerne les circuits LM111, 211,311 proposés par TI et National
The LM111, LM211, and LM311 are single high-speed voltage comparators. These devices are designed to
operate from a wide range of power-supply voltages, including 15-V supplies for operational amplifiers and
5-V supplies for logic systems. The output levels are compatible with most TTL and MOS circuits. These
comparators are capable of driving lamps or relays and switching voltages up to 50 V at 50 mA. All inputs and
outputs can be isolated from system ground. The outputs can drive loads referenced to ground, VCC+ or VCC–.
Offset balancing and strobe capabilities are available, and the outputs can be wire-OR connected. If the strobe
is low, the output is in the off state, regardless of the differential input.
On remarque que la sortie est disponible sur le collecteur ou sur l’émetteur d’un transistor, il faudra
connecter correctement ces deux sorties pour obtenir le niveau logique désiré.
Deux entrés supplémentaires de réglage d’offset et d’inhibition de la sortie (strobe) sont aussi
disponibles
Caractéristiques de transfert du LM111 :
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
25
Cours Electronique Analogique
2.4 La réaction positive utilisé pour réaliser un comparateur à hystérésis
L’apport de la réaction dans les montages comparateurs permet d’accroître la vitesse de commutation
de la sortie et d’utiliser des résistances pour définir les seuils de commutation VD croisant et VD
décroissant (hystérésis).
Principe :
Vs
Ve
VH
Vs
Ve
VREF
VREF
VL
Montage avec réaction positive
Ve
Vs
R1
Le montage présente une réaction de la
sortie sur l’entrée.
La sortie ne peut prendre que deux états
stables VH et VL.
R2
VREF
Expression générale de la tension V+
VREF Vs

V  R1 R 2
1
1

R1 R 2
Expression générale du seuil de basculement : V  V  V  Ve  0
Comme VREF peut prendre deux valeurs VH et VL, on trouve deux seuils de basculement
Premier seuil : Ve = V '  VREF 
R1
(VH  VREF )
R1  R 2
Second seuil : Ve = V ' '  VREF 
R1
(V LVREF )
R1  R 2
Vs
VH
L’hystérésis est recherchée pour :

Lorsque le signal Ve(t) est bruité

Pour assurer une commutation franche sans oscillations

La réalisation d’oscillateurs et de monovibrateurs
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
Ve
VREF
V’’
V’
VL
26
Cours Electronique Analogique
Nota : On peut également réaliser un comparateur à hystérésis avec les connexions suivantes :
Ve
R1
Vs
R2
V+
VH
Ve
Vs
V-
V’’
V’ VL
Ici le signal arrive sur l’entrée non inverseuse mais l’amplificateur est toujours en réaction positive.
La tension sur V- (VREF) est nulle dans cet exemple
La condition de changement d’état de la sortie : Vs = AD( V+-V-) s’écrit alors Vs = ADV+ et donc :
Vs = VH si V+ >0V et Vs = VL si V+ <0V
Ve

V  R1
1

R1
Vs
R 2  0  Ve   R1 Vs
1
R2
R2
Vs = VL seuil :
Vs = VH seuil :
R1
VL  0
R2
R1
VH  0
Ve  V ' '  
R2
Ve  V '  
3. LES OSCILLATEURS
3.1 Principe
Le rôle d’un oscillateur sinusoïdal est de produire une tension sinusoïdale sans recourir à un signal
d’entrée hormis l’alimentation électrique.
On va utiliser un système bouclé qui réinjecte une partie du signal de sortie sur l’entrée.
A
Ve
Amplificateur direct
Vs
B
Réseau de réaction
3.2 Conditions d’oscillations : critère de Barkhausen ( utilisation de la notation complexe)
Vs  A.Ve
et
Ve  B.Vs
 Vs (1  A.B )  0
La condition d’oscillation telle que Vs  0 impose :
A.B  1
Cette équation complexe comporte deux informations :
L’argument de A. B doit être nul et son module doit être égal à l’unité.
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
27
Cours Electronique Analogique
3.3 Oscillateur sinusoïdal à pont de Wien
R2
R1
L’amplificateur opérationnel est supposé parfait, la
masse virtuelle impose : V V 
VVs
V+
A
Expression de B :
B
R
C
C
Expression de A :
R
Le gain de Boucle AB est égal à : A. B 
1
Vs
R2
 1
V
R1
V
Vs

R // C
( R // C )  R 
1
jC
R2
R1
3  j ( RC 
1
)
RC
Conditions d’oscillations :
1
 2. . f 0
RC
R2
1
 3  R 2  2 R1
R1
0 
Argument de A.B = 0 :
Module de A.B = 1 :
condition sur la fréquence
condition d’amplification
3.4 Oscillateur à relaxation : multivibrateur
Le mécanisme des oscillateurs à relaxation est différent de celui des oscillateurs sinusoïdaux. Le
mécanisme de relaxation utilise :

la fonction comparateur à hystérésis de l’amplificateur opérationnel

les deux régimes de saturation de la sortie

un condensateur qui va stocker de l’énergie pour atteindre les seuils de comparaisons
Montage :
On suppose l’AOP parfait de gain en B.O. infini
C
R
La sortie Vs ne peut prendre que deux états : VH et VL
A la mise sous tension du montage t=0, on suppose que la
charge initiale stockée par condensateur est nulle q(0)=q0 et
VC(0) = 0.On suppose aussi que Vs(0)=VH
Vs
V+
R2
La relation de basculement est donnée par : Vs  A(V V )
R1


Tension sur V+
At=0
Par la suite on suppose pour le calcul de T que les valeurs
absolues de VH et VL sont identiques.
R1
Vs
V 
R1  R 2
Vc(0) = 0, Vs = VH et
V  V  Vs  VH
V V  Vs  VL
V 
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
R1
VH  S H Seuil basculement haut
R1  R 2
28
Cours Electronique Analogique
Tension aux bornes du condensateur C
R
Vs
VC (t )  (V SVc(0))(1  e
Vc

t
RC
)  Vc(0)
 V H (1  e

t
RC
)
C
R1
VH
R1  R 2
Premier basculement : Vc(t )  V  
ce premier basculement se produit à t=t0
qui est pris comme nouvelle origine des temps. Donc Vc(0)  V  
V 
Vs=VL
Seuil de basculement après t=t0
R1
VH  S H
R1  R 2
R1
VL  S L Seuil de basculement bas
R1  R 2
Tension aux bornes du condensateur C
VC (t )  (V SV0 )(1  e

t
RC
) V 0
Second basculement : Vc(t )  V  
 (VL  S H )(1  e

t
RC
)  SH
R1
VL  S L
R1  R 2
Pour calculer T/2 on va se placer dans le cas ou VL=-VH , Avec ces hypothèses ce second basculement se
produit pour un temps t=T/2
T
ainsi : VC (

T
)  (VL  S H )(1  e 2 RC )  S H  S L
2
Et on obtient une valeur T de la période des oscillations données par : T  2. R.C. Log (1  2
R1
)
R2
Courbe obtenue par simulation ISIS-SPICE avec le circuit suivant :
-12V
C
IC=2
Vc
Vc
4
1
5
1uF
R
1k
U1
Vs
2
6
7
V+
Vs
3
741
10k
R2
R1
+12V
10k
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29
Cours Electronique Analogique
SH
SL
T
On retrouve la valeur T prévue théoriquement : T = 2,2 ms
Illustration : Multivibrateur 100kHz réalisé avec le comparateur LM111
4. LES MONOSTABLES (ONE-SHOT MULTIVIBRATOR)
Ces circuits travaillent en régime de commutation : la sortie ne peut prendre que deux états, un état
stable permanent et un état quasi-stable de durée  déclenché par une impulsion sur l’entrée du
montage. Ils sont souvent utilisés comme circuit de temporisation.
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
30
Cours Electronique Analogique
Ve
t1
t2
t3
t
Vs
t

Les circuits monostables peuvent être réalisés avec des transistors bipolaires, à effets de champs,
des amplificateurs opérationnels, des portes logiques ou des circuits intégrés logiques (type 74121,
555,…) mais dans tout les cas on utilisera la charge (décharge) d’un condensateur C pour fixer la
durée de l’impulsion.
Soit le circuit à amplificateur opérationnel 741 :
Principe de fonctionnement :
L’AOP en réaction positive assure le basculement de la sortie suivant les valeurs comparées
de V+ et V
Vs  VH si V  V
Vs  VL si V  V

Le circuit C1R1 fonctionne en dérivateur en transformant le signal carré en deux impulsions
positives et négatives ( c’est cette dernière qui déclenche le monostable)
-12V
On suppose :
Ve
V-
10n
V+
R1
Vs
4
1
5
C1
Alors Vs=VL (voir chronogramme)
2
6
U1
3
741
V+
7
Ve
V-
a) t=0 : V- = 0V, V+ < 0V = -VREF
D
R2
10k
100k
R3
47k
+12V
VREF
4V
Vs
C2
22nF
b) On applique un signal carré sur Ve,
Le circuit C1R1 agit en dérivateur, il
transforme les fronts de montée et
descente en impulsions positive et
négative.
La diode D supprime l’impulsion positive et
l’impulsion négative si son amplitude est
supérieure à VREF fait basculer Vs à l’état
haut VH.
On prendra cette transition pour nouvelle
origine t = 0
Chronogramme :
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
31
Cours Electronique Analogique

V
H
Basc
ulem
V
-
V
+
Mise en équation de l’évolution de V+(t)
Basc
uleme
V
L
=
C2
VH
R2
V+
i
R3
VREF
On va chercher l’expression de q(t)
i
dq
dt
(1) et (2)
(1)
VS  VREF 
et
VS  VREF 
q
 ( R2  R3 )i
C2
(2)
q
dq
dq
 ( R2  R3 )
 q  C2 ( R2  R3 )
C 2 (VS  VREF )
C2
dt
dt
Résolution de l’équation différentielle
q  Ae

t
( R2  R3 ) C2
C 2 (Vs  VREF )
Détermination de A : pour t = < 0-, Vs = VL q C 2 (VL  VREF ) (3)
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
32
Cours Electronique Analogique
et pour t=0+, Vs=VH
q  A C 2 (VH  VREF ) (4)
Il y a continuité de la charge q donc C 2 (VL  VREF )  A C 2 (VH  VREF )
 A  C2 (VL  VH )   VC 2
avec V  VH  VL
On obtient donc pour t>0, l’équation q(t) suivante : q(t )   VC 2 e

t
( R2  R3 ) C2
C 2 (VH  VREF )
t

dq
V
On obtient alors pour t>0, l’équation i(t) suivante : i (t ) 
e ( R2  R3 ) C2

dt R2  R3
t
Et finalement l’expression de V+(t) = R3i(t)+VREF

R3
V ( t ) 
Ve ( R2  R3 )C2  VREF
R2  R3
La sortie sera égale à VH jusqu’à ce que V+ atteigne le seuil de basculement V-=0V, donc pour un
temps  donné par :
  C2 ( R2  R3 ) Log ( 
R3
V
)
VREF ( R2  R3 )
Circuits intégrés spécifiques :
Série 74121: Texas Instruments, Fairchild Semiconductor,.
Ce circuit très utilisé en logique numérique est compatible TTL permet d’obtenir des durées
d’impulsions  ajustables par la connexion d’une résistance RX et d’un condensateur CX
  0,7.R X C X
Avec RX en k, CX en pF et  en ns
Connexion et table de vérité du CI 74121 :
Série 555: Texas Instruments, Fairchild Semiconductor, SGS-Thomson, STMicroelectronics
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
33
Cours Electronique Analogique
Le circuit intégré 555 est un circuit TIMER Polyvalent qui peut assurer notamment la fonction
monostable, dans cette configuration il peut atteindre des temporisations  atteignant la minute.
Cette durée est également ajustable par un circuit RXCX externe.
  1,1.R X C X
Avec RX en k, CX en pF et  en ns
Schéma fonctionnel : Document Texas Instruments
Connexion en fonction monostable : (ajustable par le circuit RAC) Document Texas Instruments
R
C
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
34
Cours Electronique Analogique
E- LES CIRCUITS POUR LE CONDITIONNEMENT DES SIGNAUX
Amplificateurs d’instrumentation, d’isolement.
Ces circuits ont pour rôle de traiter ou modifier le (s) signal (aux) d’entrée(s). Cette modification est analogique
et agit soit sur l’amplitude, la morphologie ou la fréquence.
Parmi les conditionneurs de signaux analogiques pour la mesure, les amplificateurs d’instrumentation occupent
une place prépondérante.
Un capteur délivre généralement un signal d’amplitude faible avec une impédance de sortie qui dépend de la
technologie du capteur ou du conditionneur utilisé (thermocouple, accéléromètre piézoélectrique, ponts de
mesure,…). Souvent, le signal utile se présente comme une tension différentielle faible niveau accompagnée
d’une tension de mode commun et de tensions parasites.
L’amplificateur d’instrumentation est circuit de conditionnement fonctionnant en amplificateur différentiel qui doit
posséder un taux de réjection de mode commun élevée pour ne sélectionner que le signal utile du capteur.
L’amplificateur d’instrumentation
Caractéristiques idéales d’un amplificateur d’instrumentation

Sa fonction de transfert doit être de la forme : Vs  A(V 1  V 2)



avec A réglable
Son impédance d’entrée doit être infinie
Son impédance de sortie doit être nulle
Il doit posséder un taux de réjection de mode commun élevé
Illustration : tension de mode commun d’alimentation dans un pont de Wheatstone :
Le capteur résistif est modélisé par R=Ro+R avec R <<R
VCC
Ro
B
Ro
Ro
Signal utile VD=VA-VB
A
VA 
Ro+R
Ro  R
Vcc et
2 Ro  R
Vcc
1
R
VB  Vcc  V A  VB 
4 Ro
2
Tension de mode commun V MC
Vcc
2
Application :
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
35
Cours Electronique Analogique
VD/2
V1
+
A1

VD
A2
VD/2
V2
Vs
VMC
Vs  A1V 1 A2V2  A1 (VMC 
VD
V
A  A2
)  A2 (VMC  D )  1
VD  ( A1  A2 )VMC
2
2
2
On écrit : V S ADVD  A MC VMC
L’amplificateur d’instrumentation différentiel doit avoir :
Une amplification ou gain en mode différentiel AD élevé et une amplification ou gain en mode commun
AMC faible
On caractérise cette propriété par la valeur du taux de réjection en mode commun T  20 log(
AD
)
A MC
Nota 1 : il est fréquent que VD soit beaucoup plus petit que VMC et ceci justifie la valeur élevée de T
Nota 2 : le taux de réjection en mode commun diminue avec la fréquence
1. AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL : SOUSTRACTEUR
R
V2
V1
KR
L’amplificateur opérationnel est en C.R. le
principe de la masse virtuelle est
applicable V  V
VS
R
KR
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
36
Cours Electronique Analogique
KR
K
Le montage montre que : V  
V1 
V1
(1  K ) R
1 K
On obtient alors : Vs  K (V 1  V 2)
et
V 2 Vs

R
KR  KV 2  Vs
V 
1
1
1 K

R KR
2. AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL A SORTIE FLOTTANTE (SYMETRIQUE) ET A HAUTES
IMPEDANCES D’ENTREES
U1
Ea
Sa
Amplificateur U1 : V+=V- implique VC = Ea
Amplificateur U2 : V+=V- implique VD = Eb
KR
R
Vs
D
KR
V C V D
Vs  Sa  Sb  (1  2 K )( Ea  Eb )
U2
Eb
R
( Sa  Sb)
R  KR  KR
1
 Ea  Eb 
( Sa  Sb)
1  2K
V C  V D  Ea  Eb 
C
Sb
3. AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL A SORTIE REFERENCEE A LA MASSE ET A HAUTES
IMPEDANCES D’ENTREES
En ajoutant un amplificateur inverseur en sortie, on obtient un amplificateur d’instrumentation intégré
proposé par de nombreux fabricants, ci-dessous est reproduit le schéma du CI AD620 d’Analog
Devices.
Cette configuration présente un taux de réjection de mode commun élevée et un gain ajustable par le
choix de RG.
L’amplificateur d’isolement
Si la tension de mode commun devient voisine des tensions d’alimentations des amplificateurs
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
37
Cours Electronique Analogique
( +15V), l’amplificateur d’instrumentation n’est plus approprié, il faut utiliser un amplificateur
d’isolement.
Isolation électrique
Ve
A1
Vs
A2
Etage d’entrée
Etage de sortie
Constitué de deux étages d’amplification séparés par une barrière d’isolement galvanique qui peut
supporter une différence de potentiel élevée 102 à 103V.
L’amplificateur d’isolement est proposé par les fabricants de C.I, à titre d’information :

ISO 124 Bur-Brown/Texas instruments

AD 122/124 Analog Devices
Techniques d’isolement
L’isolation des étages entrées et sortie est obtenue :

En séparant les alimentations continues des amplificateurs

En séparant les références de potentiels entrées-sorties (masses distinctes)
On appelle tension d’isolement, la différence de potentiel entre la masse de l’entrée et la masse de la sortie.
Le maximum admissible est souvent de l’ordre de plusieurs kilovolts.

En séparant le signal de sortie de l’étage d’entrée du signal d’entrée de l’étage de sortie soit
par couplage inductif (transformateur) ou par couplage optique.
Isolement par transformateur
V1
V2
Couplage
A1
A2
OV entrée
Vs
OV sortie
Isolement par couplage optique
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
38
Cours Electronique Analogique
Couplage optique
V1
A1
V2
A2
OV entrée
Vs
OV sortie
Autres conditionneurs
4. AMPLIFICATEUR SUIVEUR
RO
Vs
Dans cette configuration : Vs 
RC
Rc
Ve
Ro  Rc
VE
Pour obtenir Vs=Ve, il faudrait que la résistance RC soit très grande devant la résistance de sortie du
signal Ve. On peut utiliser alors un amplificateur suiveur :
On suppose l’AO idéal
Vs
Ve
Montage :
La masse virtuelle implique : V+ = VLes courants i+ et I- sont nuls : V+ = Ve
Vs
RO
RC
 Vs  Ve
Ve
5. INTEGRATEUR INVERSEUR
i
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
39
Cours Electronique Analogique
C
R
Ve
-
i
q
On suppose que la charge stockée initiale de
C (t=0, application de Ve(t)) est q(0)
+
Vs
Le montage est en C.R. le principe de la masse virtuelle est applicable V  V
Le montage montre que V+ = 0 V
Ve(t )
dVs
1
q ( 0)
1
 C
 dVs 
Ve(t )dt  Vs (t ) 
Ve(t )dt 

R
dT
RC
RC 0
C
t
i (t ) 
1
Vs (t ) 
Ve(t )dt  Vs (0)
RC 0
t
6. DERIVATEUR INVERSEUR
Ve
C
R
Vs
Le montage est en C.R. le principe de la masse virtuelle est applicable V  V
Le montage montre que V+ = 0 V
i (t )  C
dVe
Vs(t )

dT
R

Vs(t )   RC
dVe(t )
dt
7. TRANSDUCTEUR COURANT-TENSION
R
Vs
I
Ce circuit permet de mesurer le courant I sans charger le générateur de courant.
Le montage est en C.R. le principe de la masse virtuelle est applicable V  V
Le montage montre que V+ = 0 V
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
40
Cours Electronique Analogique
Ainsi : Vs   R. I
La tension de sortie est proportionnelle à l’intensité du courant délivré par le générateur.
Applications : Mesures optiques de flux lumineux
8. TRANSDUCTEUR CHARGE – TENSION OU AMPLIFICATEUR DE CHARGE
C
Vs
Q
Le montage est en C.R. le principe de la masse virtuelle est applicable V  V
Le montage montre que V+ = 0 V
Ainsi : Vs  
1
Q
. Idt  
C
C
Applications : Mesures avec capteurs piézoélectriques
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
41
Cours Electronique Analogique
F- LES CIRCUITS POUR LA CONVERSION DES SIGNAUX
Une fonction importante de l’électronique consiste à convertir les signaux, c’est à dire soit de
transformer les variations de l’amplitude en variations de fréquence ou bien passer du mode de
représentation analogique à la représentation numérique.
Dans ce qui suit, nous allons détailler différents composants, circuits ou montages utilisés dans ces
conversions.
1. L’INTERRUPTEUR ANALOGIQUE
Si l’on veut transférer un signal pendant une durée déterminée, on utilise le principe suivant :
Lorsque l’interrupteur Q est ouvert la tension Vs est
nulle
Vs = 0 (1)
Q
Vs
Lorsque l’interrupteur Q est fermé la tension Vs est
égale à la tension Ve
Vs=Ve (2)
R
Ve
Par analogie avec les notations de l’électronique numérique, on distingue :

Etat passant ou ON la position ou la commande qui ferme l’interrupteur

Etat bloqué ou OFF la position ou la commande qui ouvre l’interrupteur
Nota 1 : pour que la relation Vs=Ve soit vérifiée lorsque l’interrupteur est fermé, il faut que la
différence de potentiel à ses bornes soit nulle ce qui est équivalent à considérer que sa
résistance RON soit égale à 0 ohm.
Nota 2 : Cet interrupteur est généralement commandé par une tension, dans ce cas l’utilisation, d’un
transistor à effet de champ FET est mise en œuvre.
2. L’INTERRUPTEUR ANALOGIQUE A JFET
Comportement du transistor FET en résistance variable
D
D
S
S
G
VGS > VGS_OFF
D
R?
S
VGS = OV
Pour le TEC canal N :

Si la tension VGS est supérieure à la tension VGSOFF (pincement par la grille), le transistor est
équivalent à un interrupteur ouvert

Si la tension VGS est égale à 0V, le TEC se
comporte comme une résistance RDSON
comprise entre 10 et 200.
Application :
Q
NJFET
D
Ve
Ve
R
VG
t
S
G
VCMD
Vs
Vs
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
t
t
42
Cours Electronique Analogique
Dans les chronogrammes ci-dessus on remarque bien que la tension Ve est transmise si VG = 0V par
conte si VGS est suffisamment négatif le signal Ve n’est plus relié à la sortie.
3. L’ECHANTILLONNEUR-BLOQUEUR (SAMPLE AND HOLD)
C’est un circuit essentiel pour la conversion analogique-numérique qui permet d’échantillonner
(prélever) la tension V (ti), de la bloquer pendant une durée tH nécessaire à sa conversion numérique
par un circuit spécifique connecté sur Vs.
D1
D2
AO2
AO1
Q
Vs
Ve
OPAMP
R
OPAMP
C
VS/H
L’échantillonneur-bloqueur fonctionne en deux temps :

Phase d’acquisition : l’interrupteur Q est fermé, la tension aux bornes du condensateur de
mémorisation C suit le signal Ve(t)

Phase de mémorisation : le condensateur est isolé de l’entrée par l’ouverture de l’interrupteur
Q, il conserve le signal qui était présent à l’instant d’ouverture.
On obtient alors les signaux suivants :
Echantillonnage
1
Ve
VS/H
0,5
0
0
20
40
60
80
100
Note1 : le signal échantillonné à une forme caractéristique « marche d’escalier »
Note 2 : La période d’échantillonnage Te doit respecter le critère de Shannon-Nyquist si l’on désire
reproduire sans ambiguïté le signal Ve.
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
43
Cours Electronique Analogique
Circuits intégrés spécifiques : LF 198/LF 298/LF 398 National Semiconductor
Ce circuit intégré peut être piloté par des niveaux logiques TTL ou CMOS.
C’est le choix de la valeur du condensateur de mémorisation (Hold Capacitor) qui fixe la durée de
l’acquisition (Te=10µs lorsque CH = 1nF).
Nota : Nature du condensateur de mémorisation : extrait data-sheet LF198
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
44
Cours Electronique Analogique
4. LA CONVERSION TENSION – FREQUENCE (VOLTAGE TO FREQUENCY CONVERTER)
Les circuits de conversion tension-fréquence délivrent en sortie des signaux impulsionnels de
fréquence de récurrence proportionnelle à l’amplitude de la tension analogique (positive ou négative)
appliquée en entrée : f=kVe
Ces circuits sont à la base d’oscillateurs commandés en tension (VCO), ils sont aussi utilisés dans les
circuits de conversion analogique numérique.
Convertisseur tension-fréquence pour tensions négatives
C
R
Ve
Ce montage met en œuvre deux A.O
IC=0
-12V
330n
L’amplificateur U1 fonctionne en montage
intégrateur à deux entrées.
4
1
5
100k
R'
2
10k
6
U1
Vi
Vsi
L’amplificateur U2 fonctionne en comparateur à
hystérésis.
7
3
741
D
La diode D est passante si Vs=VH et bloquée si
Vs= VL
+12V
R2
R1
Vs
+12V
10k
7
22k
3
Vs
U2
2
5
1
4
6
On pose :
VH seuil de saturation haut
VL seuil de saturation bas
VSAT = VH = -VL
741
-12V
Fonctionnement :
Lorsque Vs=VL
la diode D est bloquée, l’équation de sortie de l’intégrateur U1 est donnée par :
Vi (t )  
Ve
t
RC
Lorsque Vi(t) atteint le seuil de basculement haut 
R1
VL du comparateur U2, la sortie de ce dernier
R2
devient égale à Vs= VH, la diode D est passante et la sortie d l’intégrateur évolue comme :
Vi (t )  
VH
t ( on considère que Ve n’a plus d’influence car R’<<R)
R' C
Le prochain basculement se produit alors quand Vi(t) atteint 
R1
V H et le cycle recommence.
R2
On obtient les chronogrammes suivants :
Vi(t) : Tension de sortie de l’intégrateur
Vs(t) : tension de sortie du convertisseur
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45
Cours Electronique Analogique
Vs, VI
VH

T
 VL
R1
R2

VH
t
R' C

 VH
Ve
t
RC
R1
R2
VL
On démontre que :


Ve
1 R2
(V H VL ) RC R1
R1
R' C
La durée t de la tension de sortie état haut est égale à :   2
R2
La période f des oscillations est peu différente de : f  
Nota : Le signal de sortie n’est pas carré et la fréquence maximale sera limitée par les
caractéristiques dynamiques des AOP (slew rate)
Circuits intégrés spécifiques : AD 650 Analog Devices, LM 331 National Semiconductor,…
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46
Cours Electronique Analogique
Sur le schéma fonctionnel du CI AD650 ci-dessus nous retrouvons l’intégrateur, le comparateur et la
diode d’aiguillage est remplacé par un interrupteur commandé par la sortie d’un monostable
Ce circuit intégré peut assurer les deux fonctions VFC et FVC, la fréquence de sortie maximale atteint
1MHZ.
Sa sortie sur transistor collecteur ouvert permet de l’interfacer avec toutes les familles logiques et de
par sa grande précision, il est utilisé pour la conversion analogique numérique.
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
47
Cours Electronique Analogique
ANNEXE 1 : SIGNAUX TRANSMIS PAR UNE SOURCE : IMPORTANCE DES IMPEDANCES
1. NOTATION CONCERNANT LES SIGNAUX
Signal = Tension, Courant, Puissance,
Valeur instantanée :
Signal constant :
s(t) ou s
s(t) = S
(lettre minuscule)
(lettre majuscule)
Notation complexe (signaux sinusoïdaux)
s( j )  s  Se j (t  ) s  Se j e jt  Se jt
s( t )  S cos(t   )
Nota : S désigne l'amplitude complexe stationnaire (indépendante de t)
Utilisation :
i
I
v
V
v  R. i
V  Z .I
Notation de Laplace (signaux quelconques)

s( t ) 
 s( t ) e
S ( p) 
 pt
dt
0
En pratique, pour l'analyse des circuits, les impédances complexes Z sont remplacées par les
impédances opérationnelles Z(p) , ou p est la variable complexe j ( on pourrait utiliser la notation P)
Exemple :
Z  jL
p  j
Z ( p )  Lp
2. SCHEMA EQUIVALENTS EN PETITES VARIATIONS DES SOURCES DE SIGNAUX
i
i
Zo
eg
v
(1) Schéma équivalent en tension
(1)
ig
Zo
v
(2) Schéma équivalent en courant
Expression de la tension v : v  e g  Z o i
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
48
Cours Electronique Analogique
ig  0 v co  e g
Tension de sortie à vide dite de circuit ouvert :
v  0  icc 
Courant de court-circuit :
eg
Zo
Sources de signaux de l'électronique :
SOURCE DE TENSION OU DE COURANT CONSTANTES (DC SOURCE)
SOURCE DE TENSION OU DE COURANT ALTERNATIVES (AC SOURCE)
SOURCE DE SIGNAUX VARIABLES
AUTRES SOURCES : EMETTEURS, CAPTEURS,….
APPLICATION :
DC SOURCE :
I
V
R=0
E
E
R
R#0
V
I
Pour les sources de tension constante parfaites ou idéales , la valeur de R est nulle.
En réalité, les sources de tension réelles présentes des résistances de sortie très faibles, pouvant
atteindre le m. ( accumulateurs ,..)
SOURCE DE SIGNAUX VARIABLES
Pour les sources de signaux variables ( "GBF") Zo = 50 ohms ou 600 ohms
3. ADAPTATION D’IMPEDANCES (SOURCE – CHARGE)
3.1 Puissance fournie à une charge connectée aux bornes du générateur de signal
i
Zo
eg
Puissance fournie à la charge :
ZL
v
P
ZL
v2

e2
2 g
Z L (Z L  Zo )
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
49
Cours Electronique Analogique
On montre que la puissance maximale est fourni à la charge quand Z L  Z o
Application : Impédances résistives Zo = Ro
et
ZL = RL
2
1 eg
P
4 R0
Puissance maximale : Ro = RL
Adaptation d'impédance (en puissance)
1,2
P/PMAX
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
0,0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
RL/Ro
Application numérique :
eg = 1V, Ro=50 
P = 5 mW
3.2 Tension fournie à une charge connectée (résistance) aux bornes du générateur de signal
Tension aux bornes de la charge :
v
ZL
RL
eg 
eg
Z L  Zo
RL  Ro
Si l’on s’intéresse uniquement à la valeur de la tension aux bornes de la charge, son évolution est
donnée par le tracé suivant ;
Adaptation d'impédance (en tension)
1,0
v/eg
0,8
0,6
0,4
0,2
0,0
0
5
10
15
20
25
RL/Ro
On remarque ici que la tension maximale eg est présente sur la charge RL si cette dernière est infinie
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
50
Cours Electronique Analogique
Dans le cas ou RL=Ro la tension aux bornes de RL est égale à la moitié de la tension du générateur.
4. Charge résistive – charge capacitive
On va s’intéresser à la transmission d’un signal impulsionnel à une charge et notamment à l’aspect
dynamique temporel.
Schéma de principe :
i
Forme de eg(t)
T
Zo
eg
ZL v
EG
t
Expression générale de v
Le formalisme de Laplace est utilisé car eg n’est pas sinusoïdal
V ( p) 

V ( p) 
Z L ( p)
E g ( p ) On supposera dans la suite que Z0 est équivalent à une résistance R0.
Z 0 ( p)  Z L ( p)
L’impédance de charge est purement résistive ZL(p)=RL
RL
RL
E g ( p )  v (t ) 
e g (t )
R0  RL
R0  RL
eg(t)
T
EG
t
RL
EG
RL  R0
t
Il n’y a pas de déformation temporelle du signal v(t), simplement une atténuation d’amplitude.

L’impédance de charge est purement capacitive Z L ( p ) 
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
1
Cp
51
Cours Electronique Analogique
V ( p) 
1
Cp
R0 
1
Cp
E g ( p)  V ( p) 
1
V ( p)
1
E g ( p)  T ( p) 

R0Cp  1
E g ( p ) 1  R0Cp
On reconnaît la fonction de transfert d’un filtre passe bas de fréquence de coupure
à -3dB : fc 
1
2R0C
Le réseau R0C agit donc comme un filtre passe bas et va limiter la réponse fréquentielle en éliminant
les fréquences élevées de e(t) ce qui se traduira par une dégradation de la transmission du signal.
Conséquence sur le comportement temporel :
Dans cette représentation, le paramètre caractéristique du circuit R0C est sa constante de temps
  R0C et la forme de v(t) va dépendre du rapport période T (fréquence F) du signal e(t) constante de
temps () (fréquence de coupure fc) du circuit R0C.
On retrouve le comportement intégrateur du circuit
RC
dV (t )
 v (t )  e g (t )
dt
Lorsque eg(t) est constant et égal à EG on obtient une réponse
exponentielle : v (t )  EG (1  e

t

)
Cas ou T >>  (signaux basses fréquences)
eg(t)
T
EG
t
V(t)
EG
t
Cas ou T <<  (signaux hautes fréquences)
eg(t)
T
EG
t
V(t)
EG
t
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
52
Cours Electronique Analogique
ANNEXE 2 : DU CAPTEUR A L’AMPLIFICATEUR
1. MODELE ELECTRIQUE D’UN CAPTEUR
Un capteur traduit la variation du mesurande (pression, température,….) soit directement en variation
électrique ou en variation physique (déplacement,..) qui à son tour est traduite en signal électrique par
un conditionneur approprié.
Is
CONDITIONNEUR
Mesurande
vs
ALIMENTATION
SIGNAL DE SORTIE / REFERENCE DES TENSIONS
MASSE OU COMMUN:
On désigne par MASSE le potentiel de référence 0V de la tension considérée. C’est le 0V fourni par
les sources d’alimentations continues qui sont isolées du réseau.
Symboles :
En général cette connexion est équipotentielle à la masse mécanique (métallique) du boîtier.
TERRE :
On désigne par TERRE le potentiel de référence de la tension réseau secteur 220V 50Hz.
Symbole :
IL EST FREQUENT QUE LES POTENTIELS MASSE 0V ET TERRE SOIENT RELIES ENTRE EUX.
AUTRE REFERENCE
Dans la chaîne d’acquisition, il est possible que les références des signaux soient séparées

Volontairement par exemple pour les masses analogiques et numériques ou pour isoler
électriquement l’entrée de la sortie.

Involontairement par l’apparition d’impédance de masses pouvant perturber les mesures
SCHEMAS DE LA SORTIE D’UN CAPTEUR
eg
v
Sortie différentielle / flottante
eg
v
Sortie référencée masse
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
eg
v
Sortie référencée masse/terre
53
Cours Electronique Analogique
2. SYNOPTIQUE CHAINE D’ACQUISITION DE MESURES
ALIMENTATIONS
ALIMENTATIONS
A
S
CAPTEUR /
CONDITIONNEUR
AMPLIFICATEUR
VD
B
VS
VMC
Potentiel de référence 0V


Tension utile (de mesure) Vm V AVB  V AB V D (c’est une différence de tension nommée
tension différentielle) Elle transporte l’information à traiter (amplifier,…)
Tension de mode commun VMC : C’est une tension qui ne transporte pas d’information et qui
est commune à VA et VB. Par définition :
VMC 
On peut reformuler VA et VB
V A  VB
2
V A VMC 
VD
2
et
V B VMC 
VD
2
Il est fréquent que la tension de mode commun soit supérieure au signal issu du capteur, il faut donc
l’éliminer pour ne conserver que l’information différentielle. Ce sera le rôle notamment des
amplificateurs différentiel pour l’instrumentation qui possèdent un taux de réjection de mode commun
élevé.
Vs
VD/2
VD/2
VS  ADVD  AMCV MC
VMC
Par définition, T  CMRR  20 log(
AD
)
ACM
(si T = 100dB, VD sera 100 000 fois plus amplifiée que VMC)
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54
Cours Electronique Analogique
ANNEXE 3 : LES COMPOSANTS DE L'ELECTRONIQUE
1- LES COMPOSANTS LINEAIRES PASSIFS
1-1 RESISTANCES
RV2
RV1
R1
RES-VAR
10k
POT
I I
V V
I V Relations fondamentales :
L S
R
a/ Résistance et résistivité :
b/ Loi d'Ohm
V=f(I)
V  R. I
R
V dV

I
dI
L
S
en .m ou .cm
symbole : 
unité : ohm

Série normalisée E12
10
12
15
18
22
27
33
39
47
56
68
82
Exemple : R = 100 , R = 47 k, R = 6,8 M
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
55
Cours Electronique Analogique
RESISTANCES SPECIFIQUES :



Résistances variables ou réglables ou potentiomètres
Thermistances CTN et CTP
Photorésistances ou LDR
ROLES ET UTILISATIONS DES RESISTANCES

Réglage de la valeur du courant traversant un composant
I maxi traversant D1
R1
1k
Imax = (5-0,6)/1 000 = 4,40 mA
E
D1
5V

Réglage de la tension aux bornes d'un composant
On souhaite fixer la valeur VBE
R2
R3
22k
10k
VBE 
Q1
B
R1
E
R1  R2
NPN
E
10V
On obtient VBE = 0,76 volt
R1
180
E

Réglage constante de temps circuit RC ou LR / Réglage fréquence de coupure filtre
 = R.C
R
10k
C
t = 104 10-7 = 1 ms
100nF
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56
Cours Electronique Analogique
1-2 CONDENSATEURS
C1
C2
C3
1nF
1uF
1nF
VC1
CAP-VAR
I
I V V Relations fondamentales :
e a/ Capacité et permittivité :
C 
S
e
en F.m-1
S b/ Relation
V=f(I)
En régime instantanée
V 
1
I .dt
C
1
I  ZI
jC
V
1
I
jC
Impédance complexe
Z
1
jC
iC
dv
dt
En notation complexe
V
Module = Réactance
Z
1
1 1

C 2f C
GAMMES DES VALEURS ET TECHNOLOGIES DES CONDENSATEURS
CERAMIQUES
FILMS
ELECTROLYTIQUES
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
SUPERS
57
Cours Electronique Analogique
1pF -1nF
PLASTIQUES
1nF-1µF
1µF-1mF
1mF-100mF
CONDENSATEURS
1F
TECHNOLOGIE DES CONDENSATEURS

condensateurs électrolytiques polarisés (chimiques)
+
+
+
Condensateurs de valeurs élevées ( qq µF à qq 100 µF)
ROLES ET UTILISATIONS DES CONDENSATEURS

Condensateurs de Filtrage
TR1
BR1
S
220V AC
12V AC
R1
C1
BRIDGE
TRAN-2P2S
10k
100u
M
Estimation de la valeur de C1
Tension VSM (si pas de condensateur)

Condensateurs de découplage
C2
10n
Z
1
1 1

C 2f C
Application : f = 1MHz
C = 100 nF
=
Z
en signaux dy namiques
1
1
 1,6 
6
2 10 100.10 9
L'exemple scolaire typique est un « découplage d'émetteur » sur un transistor bipolaire (en émetteur
commun)
Concept de "masse dynamique"
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
58
Cours Electronique Analogique
A
A
C2
100n
=
B
en signaux dy namiques
B
Autre application : découplage des alimentations DC

Condensateurs de liaison ou de blocage de la composante continue
1-3 INDUCTANCES OU BOBINES (OU "SELF")
L2
L1
1mH
1H
I
I L
V V Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
59
Cours Electronique Analogique
Les inductances sont des composants passifs réalisés par bobinage d'un fil conducteur. Leur inductance
notée L est proportionnelle à la perméabilité µ , à la surface S de la section du noyau, au carré du
nombre des spires et inversement proportionnelle à la longueur L
L
Sn2
l
Unité : henry
Symbole : H
Relations fondamentales :
I
L
V
En valeur instantanée V = V(t)
vL
di
dt
En notation complexe
V  jL I
Impédance complexe
Z  jL
Cours Electronique Analogique /M.Pasquinelli/V2M12
Module : Z  L
60

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