お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
・当カタログに記載の製品は、全て欧州RoHS指令に対応した製品です。
・欧州RoHS指令とは、欧州の「電気電子機器中の特定の危険物質の使用制限に関する指令
（2011/65/EU）」およびその修正指令を指します。
・当社の欧州RoHS指令対応の詳細については、当社Webサイト「ムラタの欧州RoHS対応
について」（http://www.murata.co.jp/info/rohs.html）よりご確認下さい。
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
目
次
１．はじめに
1
２．デジタル IC の電源ノイズ発生とデカップリング回路の構成
4
2.1 電源ノイズ発生の仕組み
4
2.2 ノイズを見る視点と評価項目
5
2.3 挿入損失の測定方法
7
2.4 バイパス（デカップリング）コンデンサ
7
2.5 インダクタ、フェライトビーズ
9
2.6 コンデンサに必要な静電容量
10
３．コンデンサによるノイズの除去
12
3.1 コンデンサの周波数特性
12
3.2 コンデンサを取り付けるパターンの影響
13
3.3 ノイズの経路とコンデンサの搭載位置
14
3.4 周辺回路のインピーダンスの影響
17
3.5 コンデンサの並列接続と反共振
18
４．高周波特性を改善したコンデンサ
23
4.1 低 ESL コンデンサ
23
4.2 低 ESL コンデンサのラインナップ
26
4.3 ３端子コンデンサ
26
4.4 電源用３端子コンデンサのラインナップ
31
５．インダクタ、LC フィルタ
32
5.1 インダクタを使ったデカップリング回路
32
5.2 インダクタの周波数特性
33
5.3 フェライトビーズの周波数特性
34
5.4 コンデンサとインダクタを組み合わせた特性
36
5.5 LC フィルタ
39
5.6 電源にインダクタを使うときの留意点
41
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5.7 電源に適したインダクタのラインナップ
43
5.8 電源に適した LC フィルタのラインナップ
45
６．電源電圧変動の抑制
46
6.1 電源インピーダンスと電圧変動の関係
46
6.2 コンデンサがあるときの電圧変動
47
6.3 並列コンデンサによるスパイクの抑制
49
6.4 低 ESL コンデンサによるスパイクの抑制
51
6.5 パルス幅が長いときの電圧変動
51
７．電源インピーダンス抑制のためのコンデンサの配置
53
7.1 IC からみた電源インピーダンス
53
7.2 IC からみた電源インピーダンスの簡易推定
54
7.3 IC 直近のコンデンサの配置可能な範囲
55
7.4 最大許容配線長 lmax の目安
57
８．コンデンサを組み合わせた PDN の構成
61
8.1 デカップリングコンデンサの階層配置
61
8.2 PDN のインピーダンス
62
8.3 コンデンサの階層配置
63
8.4 PCB 上のターゲットインピーダンス
66
8.5 バルクコンデンサ
66
8.6 ボードコンデンサ
66
8.7 コンデンサの容量設計
68
8.8 極低インピーダンスの PDN を作るには
73
９．まとめ
75
参考文献
76
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１．はじめに
デジタル IC がつながる電源には、図 1-1 に示すように各種のコンデンサやＥＭＩ除去フィルタが使
われています。これらは IC の電源端子と電源分配網（Power Distribution Network：以下 PDN）を
つなぐ接続点に、図 1-2 に示すような一種のフィルタ：デカップリング回路を形成することにより、電源
品位（Power Integrity ： PI）を向上させていると考えることができます 1) 2)。
コンデンサ
IC2
パワーインダクタ
IC3
IC1
PCB
電源IC
フェライトビーズ
コンデンサ
平滑コンデンサ
３端子コンデンサ
図 1-1 デジタル IC の電源で使われるノイズ対策部品の例
電源分配網（PDN)
デカップリングコンデンサ（単独）
IC3
電源配線
パワーインダクタ
デカップリングコンデンサ（並列）
電源IC
IC2
平滑コンデンサ
デカップリング回路（複合）
IC1
フェライト
ビーズ
３端子コンデンサ
大容量コンデンサ
図 1-2 デジタル IC の電源の配線接続の例
このデカップリング回路は図 1-3 に示すように
(1) IC に出入りするノイズを除去する。
(2) IC の動作に伴う過渡的な電流を供給し、電圧を維持する。
(3) 信号経路の一部を形成する。
などの働きを担っています 3) 4) 5)。
この回路が十分に機能しないときは図 1-4 に示すように
(1) 外部にノイズが流出し、他の回路（IC3 など）の動作に支障が出たり、機器から放射するノイズ
が増える。
(2) 外部からノイズが侵入し、IC の動作に支障が出る。
(3) 電源電圧が変動し、IC の動作に支障が出たり、信号品位が低下したり、信号に重畳するノイ
1
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が増える。
(4) 信号電流の帰路が不十分となり信号品位が低下する。
などの不具合が起きる可能性があります。したがって、適切なデカップリング回路を形成することは、
ノイズ除去と回路動作の双方で重要です。
電源分配網
（PDN)
IC2
信号
帰電流
デカップリ
ング回路
信号
電流
通信先IC
デカップリング回路の働き
(1)ノイズ除去
(2)一時的な電流の供給
(3)信号が帰る経路の形成
信号線
電源電流
電源IC
平滑
回路
IC1
ノイズ
放出
対象IC
ノイズ
流入
図はこのICのデカップリ
ング回路の働きだけに
着目しています
IC3 ノイズ発生
ノイズ受信IC
デカップリング
回路の働き
主な性能指標
対象周波数
1kHz 1MHz 1GHz
ノイズ測定
（端子電圧、放射電界、近磁界分布）
挿入損失
（透過係数・減衰量）
(1)ノイズの除去
(2)電流の供給
電圧変動、過渡電圧応答
インピーダンス
（反射係数）
(3)信号の経路
問題となるノイズや評価項目の例
信号波形（アイダイアグラム）
図 1-3 IC１に着目したときの電源用フィルタ（デカップリング回路）の働き
Noise Level [dBuV/m]
50
電源電圧変動の増大
⇒ 電圧マージンの減少
⇒ 信号線のノイズの増加
⇒ 信号品位の低下
40
30
20
10
0
200
400
600
Frequency [MHz]
800
1000
IC2
電源ケーブルから放射するノイズの増加
IC3
IC1
30
Voltage [dBuV]
20
10
0
-10
-20
0
200
400
600
Frequency [MHz]
800
1000
電源配線上のノイズの増大
⇒ 機器の他の回路を経由した
ノイズ放射の増加
図 1-4 電源ノイズの影響の例
2
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比較的動作周波数の低い回路や、ノイズに対するマージンの大きな回路では、このデカップリング
回路は電源とグラウンドをつなぐバイパスコンデンサを IC の電源端子の近くに配置することで容易に
形成できます。このバイパスコンデンサをこのテキストではデカップリングコンデンサと呼びます。ただ
し、より速度の速い IC や、ノイズ発生の大きな IC、ノイズに敏感な IC では、より高性能なデカップリン
グ回路が必要です。
このテキストは、この高性能なデカップリング回路の設計にお役立ていただけるように、電源で使わ
れる部品の働きと、部品の適切な選び方を解説することを目指して作成されています（ただし、図 1-3
に示す平滑回路は対象から除いています）。
一般にデカップリング回路の性能は、図 1-3 (1)のノイズ除去の観点では主に挿入損失で、(2)の電
流供給や(3)の信号経路形成の観点ではインピーダンスで評価されることが多いようです。この２つは
視点が異なりますので、このテキストでは前半（２章から５章）ではノイズ除去性能に着目し、主に挿入
損失を指標にとって解説します。また、後半（６章から８章）では電流供給性能に着目し、主にインピー
ダンスを指標にとって述べることにします。
3
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２．デジタル IC の電源ノイズ発生とデカップリング回路の構成
最初に、ここで説明するデカップリング回路（電源用フィルタ）が対象にする、デジタル IC の電源ノ
イズの発生の仕組みと、これに対する一般的なデカップリング回路の構成法と、その特性の概要を解
説します。
2.1 電源ノイズ発生の仕組み
デジタル IC で主に使われている C-MOS 回路の簡略化したモデルを図 2-1 に示します。ここでは
簡単のために、ドライバ側の C-MOS トランジスタの働きをスイッチで、レシーバ側の C-MOS トランジス
タのゲート容量をグラウンドに接続したコンデンサで表しています。C-MOS デジタル IC では、このドラ
イバ側のスイッチが信号線を電源(VDD)側、もしくはグラウンド（GND）側に接続することで、信号出力
レベルをそれぞれ「1」、「0」にすると考えることができます 6)。
通常、C-MOS デジタル回路の電源には信号レベルが変化しないときはほとんど電流が流れないの
ですが、信号レベルが切り替わるときは、「0→1」のときはゲート容量の充電電流が、「1→0」のときは
放電電流が、図 2-1 に示すように信号線をパルス状に流れ、これに応じて電源やグラウンドにも電流
が流れます。また、この電流とは別に、ドライバの電源からグラウンドに対して信号の切り替わる一瞬だ
け電流が流れる場合があり、貫通電流と呼ばれています。貫通電流も電源やグラウンドにパルス状の
電流が流れる原因となります。
これらの電流はパルスが鋭いため非常に広範囲な周波数成分を含んでおり、エネルギーの一部が
外部に放射されるとノイズ障害を与える原因となります。また、急峻な電流の変化は電源やグラウンド
のパターンのインダクタンスにより電源電圧の変動を引き起こしますので、同一の電源を使う周辺の回
路の動作を不安定にします 7) 8)。
そこで、ノイズの放射を抑えたり、電圧変動が周囲の回路に影響しないように、電流を IC の周辺に
閉じ込める（IC を周辺の回路とデカップリングする）必要があります。一方で、電源電圧の変動は、ノイ
ズを発生させている IC 自身の動作も不安定にしますので、ノイズによる電源電圧の変動を許容範囲
に抑制する必要があります。図 1-3 に示したデカップリング回路はこれらの目的のために使われている
と考えられます。
なお、図 2-1 では説明を簡単にするために、グラウンドに対してゲート容量を考えたモデルとしてお
り、充電電流、放電電流はグラウンドを経由して流れるとしていますが、ゲート容量は電源に対しても
発生していますので、充電電流、放電電流が電源を経由する場合も考慮する必要があります。
4
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（
VDD
）
（
）
信号線
貫通電流
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ゲート容量
充電電流
デカップリング
コンデンサ
放電電流
ドライバ
GND
（
）
（
レシーバ
）
）：パターンのインダクタンス
（
図 2-1 デジタル IC の簡略化したモデル
通常、電源に流れる電流を IC の周辺に閉じ込めるには、図 2-1 のように電源とグラウンドの間にコ
ンデンサを取り付けバイパス経路を作ります（後述のようにインダクタを組み合わせることもあります）。
このコンデンサはデカップリングコンデンサと呼ばれていますが、効果的なデカップリング回路を作る
には、
(1)高周波で良好に機能するバイパス経路を作ること
（インピーダンスの小さなコンデンサを使うこと）
(2)電流の流れる範囲を小さく限定すること（コンデンサを IC の近くに配置すること）
(3)パターンのインダクタンスを小さくすること（特に IC とコンデンサの間）
などが重要です。
図 2-2 に、これらの点を考慮したコンデンサの配置と電源パターン形状の一例を示します。（IC 下
に配線可能で単層で配線する場合の例です）
(3)IC-コンデンサ間のパターンは太く短く
(2)コンデンサはIC近くに配置
VDD
VDD
IC
IC
VDD
VDD
コンデンサ
コンデンサ
GND
GND
GND
(a) VDDが右から入るとき
(1)コンデンサには低ESL(MLCCなど）を選ぶ
GND
(b) VDDが左から入るとき
図 2-2 デカップリングコンデンサの配置の例
このテキストでは、このような理想的な配置が困難な場合の配線ルールや、より性能の良いデカップ
リング回路が必要な場合の構成方法について、３章以降で解説します。
2.2 ノイズを見る視点と評価項目
デカップリング回路の性能評価には、目的に応じていくつかの測定方法が使われています。
１章の図 1-3 で述べたようにデカップリング回路には、(1)ノイズの除去、(2)一時的な電流の供給、
5
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(3)信号が帰る経路の形成の３つの働きがあります。
このうち、(1)ノイズの除去は、IC の電源から外部に流出するノイズを除去したり、外部から IC に侵
入するノイズを遮断する働きを言います。この性能の評価には、図 2-3 に示すように、デカップリング回
路を挟んでノイズ源の反対側で測った値を用います。すなわち、IC から流出するノイズを問題にする
ときは、PDN 側（測定点 A)で測り、外部から IC に侵入するノイズを問題にするときは、IC の電源端子
（測定点 B)で測ります。
このときの測定項目には、オシロスコープで観測した電圧波形や、スペクトラムアナライザで測定し
た電圧スペクトラムなどが使われます。このテキストでは必要に応じて、実験結果の中でこれらの方法
で取得したデータを示しています。一方、デカップリング回路の性能を比較することに重点をおく場合
には、実際の回路で電圧やスペクトラムを測るのではなく、挿入損失特性が使われます
9)。挿入損失
の測定にはネットワークアナライザなどが使われ、測定条件が決まっているため再現のよい測定がで
きるので、部品の性能を比較するのに適しています。このテキストでは主にこの挿入損失特性でデカッ
プリング回路の性能の比較を行います。この挿入損失の測定法は、2.3 項で述べます。
測定点A
PDN
デカップリ
測定点B
IC
PDN
ング回路
電源
デカップリ
ング回路
IC
電源
ノイズ源A
ノイズ源B
ノイズ波形
（オシロスコープ）
ノイズ波形
（オシロスコープ）
挿入損失
（ネットワークアナライザ）
挿入損失
（ネットワークアナライザ）
ノイズ波形
（スペクトラムアナライザ）
(a) ICからノイズが流出するとき
ノイズ波形
（スペクトラムアナライザ）
(b) ICにノイズが流入するとき
図 2-3 ノイズ除去性能をみるときの各種の測定項目
一方、図 1-3 の(2)一時的な電流の供給や、(3)信号が帰る経路の形成の観点からフィルタの性能を
評価する場合もあります。この場合は、図 2-4 に示すように、IC の電流が変化したときの電源電圧の安
定化や、信号品位の確保が課題となります。従って、図 2-4 に示すように、測定個所には IC の電源端
子側である測定点 B'や、信号出力端子である測定点 C を用います。
測定項目には、電源である測定点 B'ではノイズの波形やスペクトラム、インピーダンス、信号である
測定点 C ではジッターやスペクトラムなどが使われています。このうちデカップリング回路の性能を比
較することに重点をおく場合には、再現性の良いインピーダンス特性が使われますので、このテキスト
では主にこのインピーダンスで説明を行います。
6
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PDN
測定点B'
デカップリ
ング回路
IC
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測定点C
電流変動
電源
信号
電流供給
ジッター
（オシロスコープ）
インピーダンス
（ネットワークアナライザなど）
放射ノイズ
（スペクトラムアナライザ）
電圧変動
（オシロスコープ）
図 2-4 電流供給性能をみるときの測定
2.3 挿入損失の測定方法
一般にノイズフィルタの性能は挿入損失で表現されています 6)。電源に使われるデカップリング回路
もノイズフィルタの一種ですので、ノイズ除去性能は挿入損失で表すことができます。
挿入損失の測定回路を図 2-5 に示します。挿入損失（Insertion Loss：I.L.）は、図のようにインピー
ダンスが５０Ωの回路にフィルタを取り付けたとき、取り付ける前後の出力電圧の変化を観測し、dB で
効果の大きさを表したものです。挿入損失が大きいほど、ノイズを除去する性能が良いフィルタといえ
ます。
なお、挿入損失は、50Ω系で測定した S パラメータの透過係数（S21）の振幅で代用することができ
ます（挿入損失と S21 とは符号が反対になる点が異なっています）。
50Ω
50Ω
A(V)
B(V)
50Ω
フィルタ
A(V)
挿入損失 ＝20 log B (dB)
C
（Insertion Loss）
C(V)
50Ω
(2-1)
図 2-5 挿入損失測定回路
2.4 バイパス（デカップリング）コンデンサ
次に、デカップリング回路の基本的な構成方法を紹介します。構成要素の一つは図 2-1 に示したよ
うにデカップリングコンデンサです。
IC の電源端子に図 2-6 (a)に示すようにデカップリングコンデンサを使ったとき、フィルタとしては図
2-6 (b)のように電源からグラウンドに対してバイパスコンデンサが形成されています。ここでは多層基
板で使うことを想定して、IC とコンデンサのグラウンドは via でグラウンドプレーンに接続するとしていま
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す。
このときの挿入損失は、コンデンサのインピーダンスが小さいほど大きくなります。コンデンサのイン
ピーダンスは周波数に反比例して小さくなりますので、このフィルタは高周波で挿入損失の大きなフィ
ルタ、すなわちローパスフィルタとなります。
図 2-6 に示したフィルタの特性は、実際の回路では IC 電源の内部インピーダンスや PDN のインピ
ーダンスによって変わってきますが、フィルタの性能を比較するにはインピーダンスを決めておくことが
必要ですので、図 2-5 に示したように、インピーダンスを 50Ωに揃えて測定するのが一般的です。実
際の回路に取り付けたときの特性は、50Ωで測定した結果から推定することになります。
IC電源の内部
インピーダンス
IC（ノイズ源） 電源
フィルタ
電源配線
PDNへ
デカップリング
コンデンサ
グラウンド
PDNの
インピーダンス
ノイズ源
グラウンド
(a) デカップリングコンデンサ
(b) フィルタ回路
図 2-6 デカップリングコンデンサによるフィルタ回路
50Ωで測定したときのバイパスコンデンサの挿入損失特性の理論値を図 2-7 に示します。コンデン
サの静電容量が大きくなるにつれ、また、周波数が高くなるにつれて、コンデンサの挿入損失は直線
的に増大します。これは、コンデンサのインピーダンスが周波数に反比例して小さくなることに対応し
ており、静電容量の大きなコンデンサほど基本的にはノイズ除去効果が優れていることを示していま
す。
挿入損失は図 2-5 に示したように dB で表されますので、周波数が 10 倍になるにつれ、また、静電
容量が 10 倍になるにつれて、20dB 増加する性質があります。
100
pF
100
0pF
100
00p
F
20 d
B/
100
000
d ec
20dB
pF
.
図 2-7 コンデンサの挿入損失特性（理論値）
これに対して、コンデンサの挿入損失の実際の特性は図 2-8 のようになり、10MHz 以上の高周波
域では周波数が上がるにつれて挿入損失が小さくなる傾向があります。これは後述するように、コンデ
ンサに含まれる微小なインダクタンス分（ＥＳＬ）や抵抗分（ＥＳＲ）により挿入損失が制約されるためと考
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えられます。このことから、高周波でノイズ除去性能の優れたデカップリング回路を形成するには、ＥＳ
ＬやＥＳＲの小さいコンデンサを使う必要があることがわかります。
0 .0
0.1
μ
1μ
10
μ
0.0
01
μ
F
1μ
F
F
F
F
図 2-8 コンデンサの挿入損失特性
（Murata Chip S-Parameter & Impedance Library のデータから換算）
2.5 インダクタ、フェライトビーズ
一般にノイズ除去フィルタを形成するには、上述のバイパスコンデンサのほかに、配線に直列にフェ
ライトビーズなどのインダクタを挿入する方法があります 9)。電源用デカップリング回路でもインダクタが
使われます。
ただし、IC の電源にインダクタだけを使用すると、ノイズ除去の観点からは問題なく機能しても、電
源端子からみたインピーダンスが高くなり、ＩＣの動作に支障が出たり、信号の帰電流が阻害されて信
号品位が保てなくなる可能性があります。そこで通常は、図 2-9(b)、(c)に示すように IC 直近にはコン
デンサを配置する方向で、コンデンサとインダクタを組み合わせて使用します。（高周波増幅器などで
は、特定周波数だけをブロックするために IC 側にインダクタを配置する場合がありますが、デジタル
IC では一般に図 2-9 の組み合わせを使います）
IC
この間のインピーダ
ンスを最小にする
(a) C型フィルタ
IC
この間のインピーダ
ンスを最小にする
(b) L型フィルタ
IC
グラウンドへの
接続は独立さ
せるとよい
この間のイン
ピーダンスを最
小にする
(c) π型フィルタ
図 2-9 IC 電源で使われるフィルタ構成（C 型、L 型、π型）
図 2-9 (b)、(c)のようにコンデンサとインダクタを組み合わせると、(a)のコンデンサだけの場合に比べ
て、挿入損失の特性曲線の傾きを大きくできます。また、これとともに減衰域の挿入損失を大きくでき
ますので、ノイズを大きく減衰させたいときに有利となります。図 2-10 にインダクタを組み合わせたとき
の挿入損失の変化の例を示します。
9
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み
μ Fの
CC 0.1
(a) ML
Ω
ズ 470
トビ ー
＠ 100
MH z
ェラ イ
z
F＋ フ
0.1μ
MH
C
C
L
100
(b) M
＠
70Ω
μ F ズ4
0.1 ビー
C
ト
C
M L ェ ラ イ 1 μF
(c)
＋ フ LC C
＋M
図 2-10 インダクタを組み合わせたときの挿入損失の変化の例（計算値）
なお、図 2-9 で、IC のグラウンドと直近のコンデンサのグラウンドは、ノイズの帰還経路となるので、
インピーダンスが最小となるように最短で配置します。また、図 2-9 (c)のようにπ型フィルタを形成する
ときは、ノイズがグラウンドを経由してインダクタをバイパスする（グラウンドの条件が悪い場合）ことを防
ぐために、コンデンサのグラウンドへの接続（via など）を分けて設けるほうが望ましいと言えます（グラウ
ンドプレーンは共用します）。
図 2-9 で示したデカップリング回路は、基本的には IC から放出されるノイズだけではなく、外部から
侵入するノイズにも適用できます。例えば携帯電話など、強い高周波エネルギーとともに使われる回
路では、より大きな挿入損失を得るために、コンデンサとインダクタを組み合わせたデカップリング回路
が適しています。
2.6 コンデンサに必要な静電容量
図 2-9 (b)、(c)のようにデカップリング回路にインダクタを使うときは、インダクタを使わない図 2-9 (a)
に比べてコンデンサの静電容量を大きくする必要がある場合があります。これは電源に複数の IC が
接続されているときは各所のデカップリングコンデンサが並列に働き実質的な静電容量が拡大してい
たり、電源モジュールのサポートにより、電源端子から見たインピーダンスが比較的低くなっているの
に対して、インダクタを使った場合は、該当 IC の電源をサポートするコンデンサはインダクタの内側の
コンデンサだけに限定されてしまうためです。
ここでは一例として、図 2-9(b)のようにインダクタを装着したときに必要な静電容量をおおまかに見
積もる手法を示します。インダクタの内側で必要なコンデンサの静電容量は、以下の式で設定すること
ができます。
C ≥
L
2
ZT
(2-2)
ここで C は必要となるコンデンサの静電容量(F)、L はインダクタのインダクタンス(H)、ZT は IC が必
要とする電源インピーダンス：ターゲットインピーダンス（Ω）です。
ZT の設定には様々な考え方がありますが、IC の瞬間過渡電流ΔI (A)と許容電圧変動ΔV (V)を
用いると、以下のように設定できます。10)
10
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
ZT =
∆V
∆I
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(2-3)
以上の式から、例えば、ΔI=0.1A、ΔV=200mV の IC のデカップリング回路に、L =1μH（600Ω
@100MHz 程度）のインダクタを使ったときの、コンデンサに必要な静電容量を見積もってみます。ま
ず、式(2-3)より、ZT =2Ωとなります。この値を式(2-2)に代入しますと、C ≧0.25μF が得られます。こ
の場合、IC のデカップリングコンデンサには最低でも 0.25μF の静電容量が必要なことがわかりま
す。
式(2-2)からは、インダクタンスが大きいほど、必要な静電容量が増えることがわかります。これは、イ
ンダクタンスが大きくなると、より低周波よりインピーダンスが大きくなるため、コンデンサでインピーダン
スを下げる必要のある周波数範囲が低周波側に拡大するものと考えることができます。
なお、式(2-2)は大まかな目安を与えるための式ですので、実際の回路で使用する場合は静電容
量が不足する場合があります。回路設計に適用するときは十分に余裕のある静電容量を設定してくだ
さい。
11
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
３．コンデンサによるノイズの除去
コンデンサやインダクタをデカップリング回路に使ったときのノイズ除去効果は、理想的には周波数
が高くなるにつれて大きくなりますが、現実には 10MHz 以上の高周波域では効果が小さくなる傾向
があります。効果が小さくなる原因にはコンデンサ自身の特性もありますが、コンデンサをプリント基板
で使うときの使い方に原因があるときもあります。ここではデカップリング回路で使われるコンデンサの
周波数特性が変化する要因とノイズ除去効果への影響について解説します。
3.1 コンデンサの周波数特性
積層セラミックコンデンサ（MultiLayer Ceramic Capacitor：以下 MLCC）は周波数特性の優れ
たコンデンサとして広く使われていますが、それでも若干の抵抗分、インダクタンス分を持っており、こ
れらの要素により高周波では理想とは異なる特性を示します。コンデンサの一般的な等価回路を図
3-1 に示します 1)。図 3-1 で、ESR は抵抗分を、ESL はインダクタンス分を表しています。これらの要
素の影響により、コンデンサのインピーダンスは図 3-2 に示すような V 字型の周波数特性を示します。
Cap
ESL
ESR
図 3-1 コンデンサの等価回路
容量性
誘導性
log|Z|
Z =
1
2πf ⋅ Cap
Z = 2πf ⋅ ESL
Z ≈ ESR
自己共振
f0 =
1
2π Cap ⋅ ESL
log f
図 3-2 コンデンサの周波数特性
コンデンサのインピーダンスは、図 3-2 の左側の低周波域では理想的なコンデンサに近い特性を示
して ほぼ直線的に減少します（図 3-2 で「容量性」と示した部分です）。その後、ある周波数で極小値
を示し（図で「自己共振」と示しています）、それ以上の周波数では、ほぼ直線的に増加します（図で
「誘導性」と示しています）。自己共振のときのインピーダンスは ESR に、誘導性のときのインピーダン
スは ESL に対応しています。従って、高周波でインピーダンスの小さいコンデンサを得るには、ESR
や ESL の小さいコンデンサを選ぶことが重要といえます。
コンデンサをバイパスコンデンサとして使ったときのノイズ除去効果はこのインピーダンスに対応して
います（インピーダンスが小さいほど、ノイズ除去効果は大きい）。従って、挿入損失特性は、図 3-2 と
12
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
同様に V 字型の周波数特性を描きます。一例として MLCC のインピーダンスと挿入損失を比較した
例を図 3-3 に示します。
ここではコンデンサのサイズを 2.0×1.25mm(GRM21 シリーズ)に統一して、静電容量を変化させ
たときの特性曲線の動きを比較しています。左右の曲線はほぼ同一の形状を示しており、コンデンサ
のインピーダンスがほぼ 25Ωになる周波数で、挿入損失ではカットオフ(3dB)周波数が表れることが
わかります。これは、図 2-5 の挿入損失測定回路で、バイパスコンデンサのインピーダンスが測定系の
インピーダンス（50Ω）に対して無視できない大きさとなるためだと考えられます。
また、図 3-3 からは、特性曲線が、コンデンサが容量性を示す領域では静電容量に応じてきれいに
分かれるのに対して、誘導性を示す領域ではほとんど重なり合っていることがわかります。これは、
MLCC の ESL が静電容量とは別の要因に支配されているためと考えられます。
この誘導性の領域で大きく特性を改善するには、ESL を削減したコンデンサが必要です。このよう
なコンデンサについて４章で詳しく述べます。
なお、このテキストでは MLCC と記載した場合、通常タイプの（ESL を削減するための特殊な構造
をとらない）積層セラミックコンデンサを指すものとします。
1000
0
3dB
10
0.0
impedance (ohm)
25Ω
0. 0
10
0. 1
1
0.1
1μ
10
1μ
μ
F
01
20
μ
F
insertion loss (dB)
100
F
F
μ
F
1μ
40
50
60
10
μ
0.0
0
1μ
1μ
F
F
F
F
F
70
0.01
0.001
0.01
0.1
μ
30
0 .0
80
0.1
1
10
100
frequency (MHz)
1000
10000
(a) インピーダンス
90
0.01
0.1
1
10
100
1000
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10000
frequency (MHz)
(b) 挿入損失
図 3-3 コンデンサの周波数特性の例
（Murata Chip S-Parameter & Impedance Library から）
3.2 コンデンサを取り付けるパターンの影響
以上に示したコンデンサの挿入損失特性は、コンデンサをプリント基板に理想的な条件で取り付け
たときの特性ですので、実際の基板で使うときはこれとは異なっている場合があります。たとえば電源
配線からグラウンドに対して図 3-4 のようにコンデンサを接続することを考えると、コンデンサを取り付け
るパターンや via のインダクタンスがコンデンサに直列に入ることになります。このような基板実装で生
じるインダクタンス分（ESL(PCB))を加味すると、コンデンサの挿入損失特性は図 3-5 のように変化し、
誘導性の部分（高周波域）で挿入損失が減少することがわかります。
高周波のノイズを除去するためにコンデンサを使うときは、この実装インダクタンス（ESL(PCB))が小さ
くなるように配線を太く短く設計することが必要です。また、ESL(PCB)は挿入損失（ノイズ除去効果）だ
けではなく、電源インピーダンスの観点からも小さく抑える必要があります。配線の持つインダクタンス
の値や電源インピーダンスを抑制するための配線設計については、７章で詳しく紹介します。
13
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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バイパス経路の等価回路
電源経路
ノイズ
バイパス
経路
コンデンサ
コンデンサを取り
付ける配線やvia
がインダクタンス
ESL(PCB)を発生さ
せる
ESL(cap)
ESL(cap)
ESL(PCB)
単純な回路
via
（裏面のグラウ
ンド層に接続）
コンデンサの
ESL（ESL(cap)）
を考慮した回路
コンデンサと
基板のESLを
考慮した回路
図 3-4 コンデンサを取り付ける配線の影響
0
基板のインダクタンスを加味した特性
ESL(PCB)=1nHのとき
挿入損失(dB)
20
ESL(PCB)=2nHのとき
40
1nH程度のインダクタンスであっても
コンデンサの効果を10dB程度 減少さ
せる可能性がある
60
1005サイズ 1μF
積層セラミックコンデンサ単独の特性
80
0.1
1
10
100
1000
周波数（MHｚ）
図 3-5 実装インダクタンスによるコンデンサの特性変化（計算値）
3.3 ノイズの経路とコンデンサの搭載位置
コンデンサを取り付けるときの実装インダクタンス（ESL(PCB)）はノイズの経路とコンデンサの搭載位
置の関係によっても変わることがあります。例えば図 3-6(a)のようにコンデンサがノイズの経路の途中
にあるときは、ESL(PCB)はコンデンサを取り付けるパターンと via の分だけとなり、比較的小さくなります。
これに対して搭載位置が図 3-6（ｂ）のようにノイズの経路とは反対側にあるときは、図に示したように、
電源端子から搭載位置までの全ての配線が ESL(PCB)に加わりますので、ESL(PCB)が大きくなります。
このような場合は高周波ではコンデンサの効果が小さくなります。ここではこのようにノイズの経路から
外れた配線を「枝分かれ配線」と呼ぶことにします。
この枝分かれ配線が長さ 10mm の MSL（Micro Strip Line）であるとして、挿入損失の変化を計
算した例を図 3-7 に示します。この例では 10MHz 以上の周波数域で 20dB 近く挿入損失が小さくな
っています。
電源回路のようにパターン形状が複雑で、ノイズ源となる電源端子が複数ある場合は、コンデンサ
の対象とするノイズ源と伝導経路を想定して、枝分かれ配線がないようにコンデンサを配置する必要
があります。
14
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電源配線
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ノイズの経路
ノイズ観測点
ノイズ
バイパス
経路
電源
コンデンサ
グラウンド
via
（裏面のグラウ
ンド層に接続）
IC（ノイズ源）
via
（裏面のグラウ
ンド層に接続）
ノイズ観測点
ノイズのバイパス
を妨げる
ESL(PCB)
IC
（ノイズ源）
(a) 実装インダクタンスの少ない配置（上：配置図 下：回路図）
枝分かれ配線部分
電源配線
ノイズの経路
ノイズ観測点
ノイズ
バイパス
経路
電源
IC（ノイズ源）
via
（裏面のグラウ
ンド層に接続）
via
（裏面のグラウ
ンド層に接続）
ノイズ観測点
ノイズのバイパス
を妨げるESL(PCB)
IC
（ノイズ源）
(b) 実装インダクタンスの大きな配置（上：配置図 下：回路図）
図 3-6 ノイズの経路とコンデンサの配置の関係
0
性
特性
た特
した
慮し
F
慮
考
を
考
1μ
mm
mを
イズ
d1
0m
a
1
サ
p
8
け
配線
160
り付
性
かれ
サ取
の特
ン
枝分
独
デ
サ単
コン
デン
コン
insertionloss (dB)
10
20
30
40
50
60
配線構造：幅1mm
誘電体厚0.6mmのMSLを想定
70
80
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
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1000
図 3-7 枝分かれ配線のあるときの挿入損失の変化例（計算値）
図 3-8 は、図 3-7 で示した枝分かれ配線の影響を実験で確認した例です。20MHz で動作するデ
ジタル IC の電源端子に表れたノイズを、電源端子から 6mm に位置に 1608 サイズ、1μF の MLCC
を取り付け、除去しています。ノイズの大きさは、電源端子から 15mm の位置にオシロスコープをつな
いで測定した電圧波形で確認しています。
図 3-8 (a)はコンデンサのないとき、(b)はノイズの経路の反対側にコンデンサを取り付けたとき（枝分
15
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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かれ配線があるとき）、(c)はノイズの経路の途中にコンデンサを取り付けたとき（枝分かれ配線がないと
き）の測定結果を示しています。図 3-8(b)に比べて、(c)の場合では電圧変動（リップル）が 1/3 以下に
小さくなっており、枝分かれ配線の有無がノイズ抑制に大きな影響を持つことがわかります。
6mm
6mm
配線
幅2mm、誘電体厚0.4mm
測定点
測定点
20MHz動作
74AC04
15mm
15mm
0.30
0.30
0.20
0.20
0.20
0.10
0.10
0.10
0.00
0.00
-0.10
-0.10
-0.20
-0.20
-0.30
-0.30
-200
-100
0
100
200
level (V)
0.30
level (V)
level (V)
電圧波形 100mV 50ns /div（AC結合）
-0.20
-0.30
-200
-100
0
100
200
-200
-100
time (ns)
time (ns)
(a) コンデンサのないとき
0.00
-0.10
0
100
200
time (ns)
(b) 枝分かれ配線があるとき (c) 枝分かれ配線がないとき
図 3-8 IC 電源のノイズ除去効果の確認結果（電圧波形）
図 3-9 は図 3-8 と同一の回路を用いて、電源ノイズが変化する影響をノイズの放射で確認したもの
です。電源配線の一端にノイズを放射させるループアンテナを取り付け、ここから放射されるノイズを
測定距離 3m で測定しました。図で H とあるのは水平偏波を、V とあるのは垂直偏波を表しています。
図 3-8 と同様に、(a)は、コンデンサのないとき、(b)は、ノイズの経路の反対側にコンデンサを取り付け
たとき（枝分かれ配線があるとき）、(c)は、ノイズの経路の途中にコンデンサを取り付けたとき（枝分かれ
配線がないとき）の測定結果を示しています。
図 3-9 の結果からも、枝分かれ配線がある(b)に比べて、枝分かれ配線がない(c)の方が、放射がピ
ークを示す周波数でみると、ノイズ除去効果が約 10dB 優れていることが確認できました。この 10dB
の差は 6mm の枝分かれ配線部分のインダクタンスの影響であると考えられます。
また、図 3-8 ではたとえ枝分かれ配線がある場合でも、(a)と(b)を比べると電圧変動は 1/5 程度に抑
制されているのに対して、図 3-9 では(a)と(b)を比べると放射のピークは 8dB 程度（約 1/2.5）しか変化
していないことがわかります。この理由として、電圧変動には全ての周波数の影響が積算されて表れる
のに対し、放射の測定では周波数ごとに測定されるため、今回の条件では比較的高周波の影響が強
調されて観測されたものと考えられます。このように、枝分かれ配線のような ESL(PCB)の影響は、高周
波のノイズを対象とするときに、より重要となると考えられます。
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アンテナを接続
6mm
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6mm
（ループアンテナ 直径13cm)
60
50
40
H
30
V
20
約8dB減少
70
40
H
30
V
20
10
200
400
600
800
1000
40
H
30
V
10
0
200
frequency (MHz)
400
600
800
1000
0
frequency (MHz)
(a) コンデンサのないとき
50
20
10
0
約18dB減少
60
50
noise level (dBuV/m)
70
60
noise level (dBuV/m)
noise level (dBuV/m)
20MHz動作
74AC04
70
200
400
600
800
1000
frequency (MHz)
(b) 枝分かれ配線があるとき
(c) 枝分かれ配線がないとき
図 3-9 IC 電源のノイズ除去効果の確認結果（ノイズ放射スペクトラム）
3.4 周辺回路のインピーダンスの影響
3.1 項で示したコンデンサの挿入損失特性は、コンデンサを 50Ω系の回路に装着したときの値にな
っています。実際の電源回路はこれとは異なっていると考えられますので、コンデンサの効果を見積も
るときは回路のインピーダンスを考慮した補正が必要です。一例として、周辺回路のインピーダンスが
一定の抵抗値を示すものとして、コンデンサの特性の変化を計算した結果を図 3-10 に示します。
図 3-10 に示したように、一般にコンデンサの挿入損失はインピーダンスが低い回路では小さくなる
傾向があります。電源回路は比較的低インピーダンスであると考えられますので、フィルタの設計の際
は、この挿入損失の減少分を見込んでおく必要があります。また、このような低インピーダンスの回路
でコンデンサの効果を高めるには、インダクタの併用も有効です。インダクタを付加したデカップリング
回路については 5 章で紹介します。
0
10
入力インピー
ダンス
（通常は50Ω）
出力インピー
ダンス
（通常は50Ω）
insertion loss (dB)
試料
信号源
0.5
20
Ω
2Ω
30
10Ω
40
50Ω
50
測定インピーダンス
（通常は、50Ω）
60
70
80
0
挿入損失を測定するときの周辺回路のインピーダンス
1
10
frequency (MHz)
100
C39J.pdf
1000
図 3-10 周辺回路のインピーダンスに応じた挿入損失の変化
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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3.5 コンデンサの並列接続と反共振
１つのコンデンサでは静電容量が足りない場合や、ESL や ESR が大きくて目標のインピーダンス
や挿入損失が達成できないときは、図 3-11 のように複数のコンデンサを並列に使うことがあります。こ
のとき、コンデンサ同士が並列共振（反共振と呼んでいます）を起こし、図 3-12 に示すように、一部の
周波数のインピーダンスがコンデンサ１つの場合に比べても高くなってしまう可能性がありますので注
意が必要です 11)。（図 3-11 (b)の場合、コンデンサの間の配線がインダクタとして働くので挿入損失が
大きくなる周波数もあるのですが、電源端子からみたインピーダンスが反共振の影響で大きくなる傾向
があります）
反共振とは、図 3-13 に示すように、２つのコンデンサの自己共振周波数が異なるとき、片方のコン
デンサが誘導性で、もう片方のコンデンサが容量性となる周波数領域において並列共振を生じ、全体
のインピーダンスが大きくなる（理論的には無限大となる）現象をいいます。このため、反共振の周波
数では挿入損失が小さくなります。
IC（ノイズ源） 電源
IC（ノイズ源） 電源
電源配線
電源配線
グラウンド
グラウンド
コンデンサ
（静電容量が大きく違う）
グラウンド
(a) コンデンサの静電容量が大きく異なる場合
容量が同じでも、間の配線が長い
(b) コンデンサの間隔が離れている場合
図 3-11 反共振のおきやすいコンデンサの接続の例
並列回路のインピーダンス
10
反共振
C2
ESL1
ESL2
ESR1
ESR2
impedance (Ω)
C2のインピーダンス
C1
MLCC 1.6×0.8mmサイズ 1000pF
ESL=0.6nH、ESR=60mΩ程度
1
C1のインピーダンス
MLCC 1.6×0.8mmサイズ 1uF
ESL=0.6nH、ESR=10mΩ程度
0.1
C2の自己共振
0.01
C1の自己共振
1
10
100
frequency（MHｚ）
図 3-12 コンデンサの並列共振（計算値）
18
1000
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2010.7.20
10
impedance (Ω)
ESL1
ESL1
1
C1
ESL2
C2
C2
0.1
0.01
1
10
100
1000
frequency（MHｚ）
図 3-13 コンデンサの並列共振の仕組み
反共振を防ぐには、図 3-14 のように
(1)コンデンサの間にフェライトビーズなどの共振抑制部品を挿入する
(2)コンデンサの静電容量を揃えて自己共振周波数を合わせる
(3)複数の静電容量を組み合わせるときは、静電容量の間隔を多くとも 10 倍以内にする
などの手法があります。
このうち、(1)の方法は挿入損失向上には極めて有効なのですが、2.6 項で紹介したようにインピー
ダンスを下げる効果は小さくなります。(2)、(3)の手法は反共振の完全な抑制は困難なのですが、実
用上の不具合はある程度減少します。なお、図 3-14 (d)のように、ESL・ESR の小さい高性能なコン
デンサ１つで目標の静電容量を達成できれば、反共振の不具合はなくなりますので理想的です。この
ような高性能なコンデンサについては 4 章で紹介します。
IC（ノイズ源）
フェライトビーズ
IC（ノイズ源） 電源
電源
電源配線
電源配線
グラウンド
グラウンド
(a) コンデンサの間にフェライトビーズを入れる
IC（ノイズ源） 電源
電源配線
コンデンサの静電容量を揃える
性能が足りないときは数を増やす
(b) コンデンサの容量を揃える
IC（ノイズ源）
電源
電源配線
グラウンド
コンデンサの静電容量ピッチを細かくする
（最大でも１０倍以内）
(c) コンデンサの静電容量ピッチを細かくする
グラウンド
グラウンド
C39J.pdf
高性能な大容量コンデンサを１つ使う
(d) 高性能な１つのコンデンサを使う
図 3-14 反共振を抑えるコンデンサの配置の例
19
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
図 3-15~17 は、この反共振の影響を実験で確認した例です。4MHz で動作するデジタル IC の電
源端子に表れたノイズを、オシロスコープとスペクトラムアナライザで観測しています。測定は、デカッ
プリング回路の左右（左：ノイズの入力側、右：ノイズの出力側）で行っています。
図では中央側にオシロスコープの測定結果を、外側にスペクトラムアナライザの測定結果を配置し
ています。いずれも、FET プローブを使って測定しています。（スペクトラムは放射ではなく、端子電圧
を周波数分解したものとなります）
図 3-15 は、MLCC２個を組み合わせたときの反共振の様子を観測したものです。上段は、MLCC
１個の場合で、この場合は反共振は生じていません。中段と下段は、図 3-11 の条件を適用して、意図
的に極端な条件を作り反共振を起こした場合です。ここでは、1μF と 1000pF を配線を介して接続し
ています。図で矢印で示したように一部の周波数でノイズのスペクトラムが増大し、下段の場合は電源
電圧の上でも強いリンギングが観測されています。
ノイズ発生
4MHzで
スイッチングさせた
ICの電源ノイズを観測
デカップリング回路
（コンデンサ）
（３V電源をACカップリングで観測）
40
30
100
（参考）
100
50
MLCC 1μF １個
反共振がないとき
50
0
-50
60
50
noise level (dBuV)
level (mV)
noise level (dBuV)
50
電源に接続
level (mV)
60
0
-50
20
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-200
-100
0
100
200
300
-200
-100
time (ns)
30
MLCC ２個
1μF+1000pF
（間隔1mm）
100
60
level (mV)
50
40
30
0
100
200
10
300
0
50
time (ns)
50
0
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
反共振があると、その周波数でノイズが増加する
100
-50
60
50
50
noise level (dBuV)
50
-100
-300
level (mV)
0
noise level (dBuV)
40
20
-100
-300
10
0
-50
20
40
30
20
-100
-300
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-200
-100
0
100
200
-100
-300
300
-200
-100
time (ns)
0
100
200
10
300
0
50
time (ns)
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
MLCC ２個
1μF+配線+1000pF
（間隔6mm）
0
30
-50
100
60
50
50
noise level (dBuV)
50
40
level (mV)
100
50
level (mV)
noise level (dBuV)
コンデンサの間に配線が入ると周波数が変わり影響が大きくなる
60
0
-50
20
40
30
20
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-100
-300
-200
-100
0
100
200
300
time (ns)
-100
-300
-200
-100
0
100
time (ns)
200
300
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
図 3-15 反共振が表れたときのノイズの観測結果の例
図 3-16 は、これに対して、反共振を抑えた場合の実験結果です。上段は、図 3-15 と同様に、
MLCC １個の場合です。中段は、図 3-14 (b)の条件を適用し、静電容量を揃えた場合です（コンデ
ンサの個数は２個）。また、下段は、図 3-14 (c)の条件を適用し、静電容量ピッチを細かくした場合で
す（コンデンサの個数は４個）。これらの場合は、コンデンサの個数が増えるにつれ、電源電圧変動の
大きさが小さくなり、ノイズのスペクトラムも減少しています。
20
C39J.pdf
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
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ノイズ発
デカップリング回路
（コンデンサ）
電源に接続
（参考）
100
50
MLCC 1μF １個
反共振がないとき
50
level (mV)
noise level (dBuV)
40
30
0
-50
60
50
noise level (dBuV)
100
50
level (mV)
60
0
-50
20
30
20
-100
-300
10
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-200
-100
0
100
200
300
-200
-100
time (ns)
MLCC ２個
0.47μF+0.47μF
（間隔1mm）
100
60
level (mV)
50
40
30
0
100
200
10
300
0
50
0
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
0
-50
-200
-100
0
100
200
250
300
50
50
-100
-300
300
40
30
20
20
10
100
150
200
frequency (MHz)
60
100
-50
-100
-300
50
time (ns)
noise level (dBuV)
50
-100
-300
level (mV)
0
noise level (dBuV)
40
10
-200
-100
time (ns)
0
100
200
300
0
50
time (ns)
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
コンデンサが増えるにつれて出力側リップル電圧が小さくなる
40
30
MLCC ４個
1μF+0.1μF+
0.01μF+1000pF（間隔1mm）
50
0
-50
100
60
50
50
noise level (dBuV)
level (mV)
noise level (dBuV)
50
level (mV)
100
60
0
-50
20
40
30
20
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-100
-300
-200
-100
0
100
200
300
-100
-300
time (ns)
-200
-100
0
100
200
300
time (ns)
IC電源端子側でもリップル抑制効果がある
（コンデンサ間の配線の影響により大きな効果はみえにくい）
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
コンデンサの共振周波数が異
なるので周波数特性に凸凹が
みえる
図 3-16 反共振が少ない組み合わせのときの測定結果
図 3-17 は、図 3-14(d)の例として、低 ESL コンデンサや３端子コンデンサを使った場合の実験結果
を示しています。図の上段は、先と同様、比較のための MLCC １個の場合です。
中段は、低 ESL コンデンサの場合です。電源電圧の変動の大きさが、デカップリング回路の左右と
もに小さくなり、これに合わせてスペクトラムも小さくなっています。低 ESL コンデンサは電源電圧変動
の抑制に特に有効な部品であると考えられます。
下段は、３端子コンデンサの場合です。右側の電圧変動とスペクトラムが特に小さくなっています。
これは、３端子コンデンサの優れたノイズ除去特性が表れたものと考えられます。
これらの高性能なコンデンサについては、4 章で詳しく紹介します。
21
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
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ノイズ発生
デカップリング回路
（コンデンサ）
電源に接続
40
30
100
（参考）
100
50
MLCC 1μF １個
反共振がないとき
50
0
-50
60
50
noise level (dBuV)
level (mV)
noise level (dBuV)
50
level (mV)
60
0
-50
20
30
20
-100
-300
10
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-200
-100
0
100
200
300
-200
-100
time (ns)
低ESLコンデンサ
LW逆転 LLLタイプ
1μF
100
60
level (mV)
50
40
30
0
100
200
10
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
time (ns)
50
0
100
-50
60
50
50
noise level (dBuV)
50
-100
-300
level (mV)
0
noise level (dBuV)
40
0
-50
20
40
30
20
-100
-300
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-200
-100
0
100
200
-100
-300
300
-200
-100
time (ns)
0
100
200
10
300
time (ns)
低ESLコンデンサはIC電源側の
リップル抑制効果が比較的大きい
40
30
３端子コンデンサ
NFMタイプ 1μF
50
0
-50
100
60
50
50
noise level (dBuV)
level (mV)
noise level (dBuV)
50
level (mV)
100
60
0
-50
20
40
30
20
10
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
-100
-300
-200
-100
0
time (ns)
100
200
300
-100
-300
-200
-100
0
100
time (ns)
200
300
10
３端子コンデンサでは出力側のノイズ
やリップルが大きく減少する
図 3-17 低 ESL のコンデンサを使ったときの測定結果
22
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４．高周波特性を改善したコンデンサ
３章では、コンデンサを IC 電源のデカップリング回路に使うときの一般的な周波数特性の解説をし
ましたが、ここでは ESL を削減して高周波特性を改善したコンデンサを紹介します。
4.1 低 ESL コンデンサ
MLCC の ESL は、図 4-1 に示すように外部・内部の電極に電流が流れるときに周囲に生じる磁束
に応じて発生すると考えることができます。従って、電極の形状を変化させることで電流の経路や分布
を変化させ、ESL を変化させることができます。
このように電極形状を工夫することで、ESL を削減したコンデンサの例を図 4-2 に示します。
電流の方向
内部電極
残留
インダク
タンス
(ESL)
φ
外部電極
電極に流れる
電流と磁束
MLCCの構造
コンデンサの
回路記号
ESLを加味した
コンデンサの
等価回路
図 4-1 MLCC の ESL 発生の仕組み
(a) LW逆転型
(b)８端子型
(c)１０端子型
参考：通常のMLCCの形状
図 4-2 低 ESL コンデンサの形状
内部電極
電流の方向
(a) LW逆転型
(b)８端子型
C39J.pdf
(c)１０端子型
図 4-3 低 ESL コンデンサの構造（模式図）
図 4-2 (a)は、電極の幅を広げるとともに長さを短くすることでインダクタンスを削減したコンデンサで、
縦横逆転コンデンサ、もしくは LW 逆転コンデンサと呼ばれています。図 4-3 (a)に内部構造の模式図
を示すように、通常の MLCC に比べて内部電極の幅が広く、また長さが短くなっています。
図 4-2 (b)や(c)は、外部電極の数を増やすとともに、隣接する電極の極性を逆転させたコンデンサ
で、多端子コンデンサと呼ばれています。図 4-3 (b)、(c)に内部構造の模式図を示すように、内部電極
を太く短く形成することに加えて、外部電極への接続が交互になるように内部電極の引き出し部を形
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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成しています。（いわゆるコンデンサアレイと外観形状は良く似ていますが、内部電極構造が全く違う
部品です）
このような構造とすることにより、図 4-4 に示すように、電流が対向方向に流れる成分では電流同士
に相互インダクタンスが生じ、お互いのインダクタンスを打ち消しあうよう働きます。また、電流が隣接
電極間で流れる成分では、対向方向に流れる場合に比べて電流ループが極めて小さくなる効果があ
ります。さらにこれらのインダクタンスが並列に接続されますので、部品全体では極めて小さな ESL が
実現できます。
M
L
−
−
＋
電流が対向電極方向だけでは
なく隣接電極に流れる効果も
ある（電流ループが小さくなり
インダクタンスが減少する）
L
各電流のインダクタンスが等しい（L)と
仮定すると、往復電流に対する１本あた
りのインダクタンスLpartは
Lpart
＋
2L − 2M
=
2
＋
−
＋
−
８端子型
したがって相互インダクタンスMが
大きいほどLpartは小さくなる
図 4-4 相互インダクタンスによるインダクタンス打ち消し効果
図 4-5 に通常の MLCC と低 ESL コンデンサのインピーダンスを比較した例を示します。1.6×
0.8mm サイズで 1μF のコンデンサ同士で比較したものですが、100MHz 以上の周波数域で LW 逆
転コンデンサでは 1/5 程度、多端子コンデンサではさらに 1/2 程度にインピーダンスが減少しています。
通常の MLCC に比べて多端子コンデンサでは、ESL が 1/10 以下になっているものと考えられます。
（約
0. 5
nH
)
）
nH
CC
0.2
ML
約
（
の
)
常
型
nH
通
転
0.1
逆
約
W
（
L
型
子
８端
図 4-5 低 ESL コンデンサのインピーダンス特性の例
（Murata Chip S-Parameter & Impedance Library より）
図 4-5 に示した特性は、コンデンサを測定用のマイクロストリップ線路（MSL）にバイパス方向に取り
付けたときの S パラメータから、インピーダンスに変換したものです。従って、部品単独の特性を（集中
定数で近似できるとして）表したものといえます。
一般にコンデンサをプリント基板に取り付ける場合には、コンデンサ自身の ESL に加えて、コンデン
サにつながるパターンや via のインダクタンス（ESLPCB）が加わる影響が無視できません。多端子コン
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2010.7.20
デンサを基板に実装するときも、図 4-6 に示すようにパターンや via のインダクタンスが加わりますが、
図に示すように隣接する往復電流間のインダクタンス打ち消し効果はパターンや via の電流にも及び
ますので、ESLPCB の影響は比較的小さくなります。このため、MLCC を通常のパターンや via で使う
場合に比べて、多端子コンデンサを専用のパターンや via で使った場合には、図 4-5 に示した性能差
以上のインピーダンスの改善効果が得られる場合があります。
実装面
パターンのインダクタンスが隣
接配線同士の相互インダクタ
ンスにより小さくなる
電流の方向
グラウンド層
電源層
C39J.pdf
viaのインダクタンスが隣接via
同士の相互インダクタンスによ
り小さくなる
図 4-6 多端子コンデンサを実装するときのインダクタンス抑制効果
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4.2 低 ESL コンデンサのラインナップ
現在商品化されている低 ESL コンデンサの概要を以下に示します。最新情報はカタログ等をご参
照ください。
●LW 逆転コンデンサ
LLL シリーズ
静電容量範囲
0.5×1.0 mm サイズ
：0.1−0.22μF
0.8×1.6 mm サイズ
：0.0022−2.2μF
1.25×2.0 mm サイズ
：0.01−2.2μF
1.6×3.2 mm サイズ
：0.01−10μF
●８端子型コンデンサ
LLA シリーズ
静電容量範囲
1.6×0.8 mm サイズ
：0.1−2.2μF
2.0×1.25 mm サイズ
：0.01−4.7μF
3.2×1.6 mm サイズ
：0.1−2.2μF
●10 端子型コンデンサ
LLM シリーズ
静電容量範囲
2.0×1.25 mm サイズ
：0.01−2.2μF
3.2×1.6 mm サイズ
：0.1−2.2μF
4.3 ３端子コンデンサ
ESL を削減するもう一つの手段に３端子コンデンサがあります。図 4-7 に３端子コンデンサの例を示
します。３端子コンデンサは貫通型コンデンサの一種で、周波数特性の優れた MLCC をベースに
ESL が小さくなるよう回路接続の工夫を行った部品です。
３端子コンデンサは図 4-8 に示すように、ノイズの経路を部品内部に引き込むように入出力端子を
備えた構造となっています。このため内部電極に発生するインダクタンスは３方にわかれ、T 型の回路
を形成します。３端子コンデンサの入出力端子をノイズの経路に接続したとき、入出力方向の ESL は
ノイズの経路に直列に入るため、挿入損失を大きくする（ノイズ除去効果を向上させる）方向に働きま
す。また、バイパス方向の ESL はグラウンド部だけになりますので、MLCC に比べて半減することにな
ります。図 4-7 に示した３端子コンデンサでは、グラウンド電極を左右側面に２箇所設けるなどの工夫
をすることにより、このグラウンド部のインダクタンスをさらに小さくしています。
このような工夫により、３端子コンデンサのバイパス方向のＥＳＬは品種によっては 10∼20pH 程度と、
通常の MLCC の 1/30 以下に抑えられています。従って、1GHz 以上の高周波でも良好なバイパス
効果が期待できます。
図 4-9 に、MLCC と３端子コンデンサの挿入損失の比較を示します。ここでは 1.6×0.8mm サイズ
26
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で１μF のコンデンサ同士で比較をしていますが、100MHz 以上の周波数域では、３端子コンデンサ
の方が 35dB 程度挿入損失が大きくなっています。
グラウンド
電極
入出力
電極
入出力
電極
貫通型積層セラミック
コンデンサ
グラウンド
電極
外観形状
NFM18PSの場合
PDNの
インピー
ダンス
IC電源の
内部イン
ピーダンス
IC電源
内部電極のESLは
入力・出力・グラウンド （ノイズ源）
の３方にわかれる
等価回路
（ESRは省略している）
回路への接続
図 4-7 電源用３端子コンデンサの例
２端子コンデンサ（MLCC）
３端子（貫通）コンデンサ
パターン
やviaの
ESL
部品
のESL
C39J.pdf
グラウンド
用viaの例
図 4-8 ３端子コンデンサによる ESL 削減の仕組み
積層コンデンサ
1608サイズ1μF
30dB以上
改善
３端子コンデンサ
1608サイズ1μF
NFM18PS105
図 4-9 ３端子コンデンサの挿入損失特性
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
以上の効果に加えて、３端子コンデンサでは、図 4-10 に示すように、基板のパターンや via のイン
ダクタンス（ESLPCB）が入出力端子を取り付ける部分ではノイズの経路に直列に配置されますので、
バイパス方向の電流の妨げにはならず、むしろ T 型フィルタを形成して挿入損失を大きくする方向に
働く特徴があります。また、グラウンド端子を取り付ける部分の ESLPCB はバイパス方向に入るのです
が、多層基板ではこの部分を部品直下に複数の via を用いてグラウンドプレーンに接続することにより、
最小限にとどめることができます 2)。
パターンとviaに
パターンとviaに
インダクタンス(1)が
インダクタンス①
発生する
が発生する
電源プレーンから
グラウンドプレーンに
至る電流経路 パターンとviaに
パターンとviaに
インダクタンス②
インダクタンス(2)が
が発生する
発生する
コンデンサ（断面）
グラウンドプレーン
への接続点
グラウンド接続部に
発生するインダクタンス③
(3)
３端子コンデンサ
入出力部に発生する
入出力部に発生する
インダクタンス①
(1)
インダクタンス(2)
②
グラウンド層
グラウンド層
電源層
電源層
via
via
プリント基板（断面）
ESL
ESL
基板の
インダクタンス
(1)
①
via
via
電源プレーンへの接続点
電源プレー
ンに接続
via
via
ESL
ESR
コンデンサの
等価回路
via
via
グラウンドプレー
ンに接続
電源プレーン、もしくは
電源プレーン、もしくは
ICの電源端子に向かう
ICの電源端子に向かう
配線に接続
配線に接続
３端子コンデンサ本体
基板の
インダクタンス
(2)
②
②
(2)
(1)
①
(1)および(2)のインダクタンスはノイズの
①および②のインダクタンスはノイズの
経路に直列に入るため、ノイズ除去効
経路に直列に入るため、ノイズ除去効
果を高める方向に働く
果を高める方向に働く
プリント基板実装に伴うインダクタンスを含んだ
コンデンサの等価回路
③
(3)
プリント基板のインダクタンスを含めた等価回路
MLCCの場合
(3)のインダクタンスはノイズ除去効果を
③のインダクタンスはノイズ除去効果を
弱めるので、可能な限り小さくする必要
弱めるので、可能な限り小さくする必要
がある
がある
３端子コンデンサの場合
図 4-10 基板のインダクタンスも含めたコンデンサの等価回路
このような理由により、３端子コンデンサではプリント基板に取り付けた状態でも MLCC に比べて大
きな挿入損失が得られます。また、低インピーダンスの回路に取り付けたときの挿入損失の減少も、（ノ
イズの経路に直列に入った ESLPCB の働きにより）MLCC に比べて小さくなります。
図 4-11 に、1μF のコンデンサを例にとり、測定インピーダンスを変化させたときの挿入損失の変化
の比較を示します。ここでは低インピーダンスとなる傾向のある電源回路で使われることを想定して測
定系のインピーダンスを 50Ωから 5Ω、0.5Ωに変化させていますが、３端子コンデンサではこのように
低インピーダンスの回路でも、１GHz で 30dB 以上の挿入損失を有しています。これは、３端子コンデ
ンサが元来大きな挿入損失を有しているとともに、1GHz 周辺の高周波域では、図 4-8 に示したように
ESL が T 型に配置される効果が発揮されたものと考えられます。
28
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
一般にバイパスコンデンサは
低インピーダンス回路で使ったときには
挿入損失が小さくなる
2010.7.20
３端子コンデンサは
低インピーダンス回路で使った場合でも
高周波では挿入損失の低下が小さい
0
0.5Ω系で測定
0.5Ω系で測定
20
insertion loss (dB)
insertion loss(dB)
0
5Ω系で測定
40
50Ω系で測定
60
80
20
5Ω系で測定
40
50Ω系で測定
60
80
0.1
1
10
100
1000
frequency (MHz)
(a) MLCC の場合
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
C39J.pdf
1000
(b) ３端子コンデンサの場合
図 4-11 測定インピーダンスを変えたときの特性変化（計算値）
（測定系のインピーダンスを 50Ω、５Ω、0.5Ωと変化させたときを想定）
図 4-12 では、測定インピーダンスが変化したときのコンデンサのノイズ除去効果の変化を実験で確
認した例を示します。ここではバイパスコンデンサの働きを、コンデンサの周囲の近傍磁界分布を測定
することにより観測しています。この近傍磁界は電流に対応していると考えられますので、コンデンサ
によりノイズがグラウンドにバイパスされる様子を視覚的にとらえるとこができます。
実験に用いた配線の特性インピーダンスは、(a)約 60Ωと、(b)約 3Ωとしており、配線の両端は反射
波の影響を除くために整合終端としています。測定周波数は 100MHz、測定範囲はコンデンサ取り
付け部分を中心に、40mm×30mm としました。図で、ノイズは右側より注入しており、コンデンサのノ
イズ除去効果は左側に抜ける電流の強弱で観測できます。電流の強弱は色で表されており、青から
赤になるに従い、強い電流を表しています。
図 4-12 の結果より、MLCC は(a) 60Ωの場合は比較的良くノイズを抑制していますが、(b) 3Ωの
場合には抑制効果が減少する（左側に電流が抜ける）傾向があることが確認できました。これに対し３
端子コンデンサの場合は、(a)、(b)ともに良好にノイズを抑制できています。また、３端子コンデンサで
は MLCC に比べてグラウンドへのノイズの拡散が小さくなる傾向のあることがわかります。これは、３端
子コンデンサではグラウンドへの接続が部品直下の via を通じて行われるためと考えられます。
電源回路では、この実験のように幅が広く特性インピーダンスの低い配線が使われることが多いこと
から、ノイズ除去のためには３端子コンデンサの方が有利であると考えられます。
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コンデンサのないとき
MLCC
３端子コンデンサ
1
MSL断面
0.8
(mm)
(a) 特性インピーダンス 約 60Ωの場合
コンデンサのないとき
MLCC
３端子コンデンサ
10
MSL断面
(b) 特性インピーダンス 約 3Ωの場合
MLCC
３端子
コンデンサ
GND
ノイズ
注入
MSL
ノイズ
注入
GND
（裏面は全面GND)
コンデンサのないとき
0.2
(mm)
ノイズ
注入
３端子コンデンサのグラウンド
は5点のviaで裏面に接続
MLCC
(C) 参考：コンデンサの取り付け状態
３端子コンデンサ
（配線太さは(b) ３Ωの場合）
図 4-12 測定インピーダンスが変化したときのコンデンサ周辺の電流分布の変化
30
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4.4 電源用３端子コンデンサのラインナップ
IC 電源に適した３端子コンデンサのラインナップを以下に示します。最新情報はカタログ等をご参
照ください。
●1608 サイズ
+0.2
0.15 –0.1
高減衰タイプ NFM18PS シリーズ
静電容量範囲
0.8±0.1
(2)
0.47-1.0μF
(1)
+0.2
0.15 –0.1
(3)
0.2 min.
0.6±0.1
(2)
1.6±0.1
0.8 +0.2
–0.1
0.4±0.1
: Electrode
(in mm)
最大 2.2μF の大容量対応 ＮFM18PC シリーズ
静電容量範囲
0.2 min.0.2 min.
(1)
0.8±0.1
(2)
0.1-4.7μF
(3)
(2)
0.25±0.1
0.25±0.1 0.8±0.1
0.4±0.1
1.6±0.1
: Electrode
(in mm)
●2012 サイズ
最大 10μF の大容量対応 NFM21PC/PS シリーズ
0.3±0.2
0.4±0.2
0.85±0.1
静電容量範囲
0.1-10μF
0.6±0.2
2.0±0.2
1.25±0.1
(2)
(1)
(3)
(2)
: Electrode
0.25±0.2
(in mm)
●3212 サイズ
0.7±0.2
50V 定格 NFM3DPC シリーズ
静電容量範囲
1.1±0.3
3.2±0.2
0.022μF
1.25±0.2
(2)
(3)
0.25±0.2
(1)
(2)
0.3±0.2
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: Electrode
(in mm)
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５．インダクタ、LC フィルタ
電源のノイズを除去する際、デカップリングコンデンサだけではノイズを除去できないときは、インダ
クタや LC フィルタの併用が有効です。ここでは電源のノイズ対策に適したインダクタや LC フィルタの
紹介をします。
電源のデカップリング回路に使われる主なインダクタには、チョークコイルとフェライトビーズがありま
す。フェライトビーズが比較的高周波の幅広い周波数のノイズを対象とするのに対し、チョークコイル
は特定の周波数を対象とすることが多いようです。従って、このテキストで説明するノイズ対策に使わ
れるのはフェライトビーズが多いのですが、チョークコイルもノイズ除去に使われることがあるので、この
両者を取り上げることにします。また、インダクタとコンデンサを組み合わせた LC フィルタも電源用に
用意されていますので、併せて取り上げます。
5.1 インダクタを使ったデカップリング回路
電源にインダクタを付加したデカップリング回路を形成するときの一般的な構成を図 5-１に示します。
(a)は、デカップリングコンデンサにインダクタを追加した場合、(b)は、さらにコンデンサを追加して、よ
り高性能なπ型フィルタとした場合です。(a)の場合でも、電源配線では他の IC などに多数のコンデン
サが使われることが多いので、実質的にπ型フィルタとなることも多いのですが、(b)の構成としたほう
が、より確実なノイズ除去ができます。
このインダクタのノイズ除去効果は、一般にインピーダンスが大きいほうが（インダクタンスが大きい
ほうが）優れています（ただし、5.6 項で述べるように、いくつかの留意点があります）。
一方で、図 5-１のようにインダクタを使ったとき、IC が動作するときの瞬間的な電流は、インダクタと
IC の間のコンデンサで供給することになります。このコンデンサに必要な静電容量は、(2-2)式に示し
たようにインダクタンスに応じて大きくなります。従って、むやみに大きなインダクタンスを使うことはお
すすめできません。
インダクタ（フェライトビーズ）
IC（ノイズ源）
IC
（ノイズ源）
電源
電源配線
グラウンド
コンデンサ
内部インピー
ダンス
(a) L 型フィルタを形成する場合
IC（ノイズ源）
インダクタ（フェライトビーズ）
IC
（ノイズ源）
電源
電源配線
グラウンド
コンデンサ
内部インピー
ダンス
(b) π型フィルタを形成する場合
図 5-１ インダクタを併用した電源用フィルタの構成
32
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5.2 インダクタの周波数特性
5.1 ではインダクタをコンデンサと組み合わせて用いる例を示しましたが、ここではインダクタの性質
を理解するために、インダクタを単独で使った場合の特性について述べます。インダクタは図 5-2 に示
すようにノイズの経路に直列に挿入して用いられますが、このときの挿入損失特性はバイパスコンデン
サと同じくローパスフィルタとなります。これはインダクタのインピーダンスが周波数に比例して増大す
ることに対応しており、インピーダンスが大きいほど挿入損失は大きくなります。
0
50Ω
試料
1μH
50Ω
信号源
insertion loss (dB)
20
10μH
40
100μH
60
80
100
0.01
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
1000
図 5-2 挿入損失測定回路と理想的なインダクタの周波数特性
現実のインダクタでは、コンデンサと同じく周波数特性が表れます。図 5-3 にインダクタの単純化し
た等価回路とインピーダンスの周波数特性の形状を示します。
Z ≈ EPR
L
容量性
誘導性
ESR
log|Z|
EPC
Z = 2πf ⋅ L
EPR
Z =
1
2πf ⋅ EPC
自己共振
f0 =
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1
2π L ⋅ EPC
log f
図 5-3 インダクタの等価回路と周波数特性
図 5-3 の等価回路に示したように、インダクタのコイル（L)には、並列に等価並列容量（EPC)、等価
並列抵抗（EPR)が表れます。このためインダクタのインピーダンスは比較的低周波では誘導性を示し、
ほぼ直線的に増加しますが、ある周波数（自己共振周波数：f0）で極大値を示し、それ以降の周波数
では容量性となり、ほぼ直線的に減少します。
自己共振周波数でのインピーダンスは EPR に、容量性の領域のインピーダンスは EPC に制約さ
れます。従って、高周波でインピーダンスの大きなインダクタを得るには、EPC が小さなインダクタを選
ぶことが重要といえます。この EPC にはコイルの巻き線に発生する静電容量などが表れています。ま
た、これらとは別に巻き線の抵抗などを図のように ESR（等価直列抵抗）で考慮する場合もあります。
インダクタのインダクタンスを変化させたときのインピーダンスと挿入損失を比較した例を図 5-4 に示
します。このように 50Ω系で測定した場合は、インダクタのインピーダンスが約 100Ωとなる周波数で、
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挿入損失の上ではカットオフ（3dB）周波数が表れます。これは、コンデンサの場合と同様に、インダク
タのインピーダンスが測定系のインピーダンスに対して無視できない大きさとなる周波数に対応してい
ると考えることができます。
100μH
10000
0
3dB
10μH
insertion loss (dB)
impedance (ohm)
100000
1μH
1000
100
20
1μH
40
10μH
60
100μH
100Ω
10
0.01
0.1
1
10
100
80
0.01
1000
0.1
frequency (MHz)
1
10
frequency (MHz)
100
1000
図 5-4 インダクタのインピーダンスと挿入損失の比較（LQH3C シリーズの場合）
この挿入損失特性は、測定系のインピーダンスが変わりますと、図 5-5 に示すように変化します。3.4
項で説明したコンデンサの場合とは反対に、インダクタでは測定系のインピーダンスが低くなると挿入
損失は増大します。従って、低インピーダンスの回路でノイズ除去を行うときは、一般的にはインダクタ
のほうが適した部品であるといえます。（ただし、電源に使う場合は低インピーダンスの電源を提供する
必要がありますので、インダクタを単独で使うことは少なく、図 5-1 のようにコンデンサと組み合わせて
使われます。）
0
insertion loss (dB)
50Ω
10Ω
20
2Ω
40
60
80
0.01
0.5Ω
測定インピーダンス
（通常は50Ω）
0.1
1
10
100
1000
frequency (MHz)
図 5-5 測定系のインピーダンスに応じた挿入損失の変化（計算値 試料 LQH3C 10μ H)
5.3 フェライトビーズの周波数特性
インダクタにフェライトビーズを使う場合は、5.2 項で述べた特性とは少し異なる部分が出てきます。
5.3.1 フェライトビーズの基本構造
フェライトビーズの基本構造は図 5-6 に示すように円筒（ビーズ）型のフェライトの中にリードを通した
ものとなっています（現在は図 5-6 の右下のように積層したフェライトの中にスパイラルを形成したフェ
ライトビーズが多いのですが、基本構造はこのように考えられます）。リードに流れる電流に応じてフェ
ライト中に磁束が形成されるため、フェライトの透磁率に応じたインダクタンスやインピーダンスが得ら
れます 12)。
このインダクタンスはフェライトの透磁率の周波数特性により変化し、一般に一定ではありません。ま
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た、発生するインピーダンスはフェライトの磁性損の影響を強く受けます。そこで、フェライトビーズの特
性は、通常はインダクタンスではなくインピーダンスの周波数特性によって表されています。
図 5-7 に、フェライトビーズの等価回路を、図 5-8 にインピーダンスの周波数特性の例を示します。
BL01
貫通端子
（リード）
フェライトコア
リードつきフェライトビーズの外形と製品の例
磁束
電流
BLM
チップ型フェライトビーズの外形と内部構造の例
基本構造
図 5-6 フェライトビーズの構造
EPC
L（ｆ）
R（ｆ）
図 5-7 フェライトビーズの等価回路
400
impedance (ohm)
試料 BLM21PG221SN1
300
|Z|
200
R
100
X
0
1
10
100
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1000
frequency (MHz)
図 5-8 フェライトビーズのインピーダンスの周波数特性例
5.3.2 フェライトビーズの周波数特性
図 5-8 で、|Z|はインピーダンスの絶対値、R は抵抗成分、X はリアクタンス成分を表します。
10MHz 以下の比較的低周波では、インピーダンスは主にリアクタンスを示しますが、10MHz を超え
る周波数では抵抗成分が大きくなります。この抵抗成分が主体となる周波数では、フェライトビーズは
ノイズを熱に変換し吸収する作用を示します。この抵抗成分は直流では発生せず電源供給には影響
しません（直流ではエネルギー損失がない）ので、電源のノイズ除去には好適な部品といえます。
また、図 5-8 のインピーダンスは 300MHz 前後の周波数でピークを示しますが、図 5-4 に示したイ
ンダクタよりもなだらかになっています。これは、フェライトビーズでもインダクタと同様に EPC の影響に
より高周波のインピーダンスは小さくなるのですが、抵抗成分の働きにより、共振の Q が小さくなってい
ることを示しています。
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一方、フェライトビーズの挿入損失特性は、純粋なインダクタに比べて傾きが小さくなる傾向がありま
す。図 5-9 に一例として、図 5-8 に示したフェライトビーズの挿入損失特性を示します。純粋なインダク
タであれば挿入損失特性は破線で示したように-20dB/dec.の傾きとなるのですが、フェライトビーズの
場合はこれよりもなだらかになっています。
insertion loss (dB)
0
10
20
20
dB
/
de
c.
フェライトビーズの特性
（試料 BLM21PG221)
30
40
1
10
100
frequency (MHz)
1000
図 5-9 フェライトビーズの挿入損失特性の例
5.3.3 フェライトビーズの高周波特性の改善
図 5-7 に示したように、フェライトビーズにも浮遊静電容量 EPC があり、100MHz 以上の高周波域
でインピーダンスを減少させる主な原因となっています。この EPC を小さくし、高周波のインピーダン
スを向上した製品が実用化されており、数 100MHz 以上の高周波ノイズの対策に使われています。
図 5-10 に、EPC を削減した部品のインピーダンス特性の例を示します。
impedance (ohm)
2000
1500
巻線形状改善＋材料改善
BLM18GG471
1000
巻線形状改善 BLM18EG471
500
一般タイプ BLM18PG471
0
1
10
100
1000
10000
frequency (MHz)
図 5-10 EPC を削減し高周波特性を改善したフェライトビーズのインピーダンス特性
5.4 コンデンサとインダクタを組み合わせた特性
インダクタを電源に使うときは、多くの場合コンデンサが併用されています。そこで、コンデンサとイ
ンダクタを組み合わせた LC フィルタの特性を紹介します。
LC フィルタの挿入損失特性の理想的な形状を図 5-11 に示します。測定系のインピーダンスが一
定で、L と C の比率を適正に設定できたときは、このように１素子あたり 20dB/dec.の傾きの周波数特
36
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性が得られます 9)。
LCフィルタの構成と周波数特性
１素子のとき
２素子のとき
３素子のとき
インダクタ
L
L型
コンデンサ
挿入損失(dB)
挿入損失(dB)
60
60
80
80
100
100
40
40
60
60
80
80
100
100
120
120
0.1
0.1
11
10
10
100
100
120
120
20
c.
deec.
B//d
ddB
600
c.
40
40
T
T型
00
20
挿入損失(dB)
挿入損失(dB)
00
2200d
dB/
/ddeec
.
c. .
eec
//dd
dB
40
挿入損失(dB)
挿入損失(dB)
00
20
π型
L
L型
40
40
60
60
80
80
100
100
0.1
0.1
周波数
11
10
10
100
100
120
120
0.1
0.1
周波数
11
10
10
100
100
周波数
周波数
図 5-11 LC フィルタの挿入損失特性
電源回路の場合は一般にインピーダンスが一定ではなく、L と C の比率を全ての周波数で合わせ
ることは困難です。また、インダクタと IC の間には 5-1 項で述べたように必ずコンデンサが入りますの
で、結果として L 型かπ型のフィルタとなります。そこで、L と C の比率が測定系のインピーダンスから
外れている場合の挿入損失の例を図 5-12 に示します。
1μH
1μH
1μF
1μF
0
インダクタ1μHのみ
20
インダクタ1μHのみ
20
40
60
コンデンサ1μFのみ
80
L型フィルタ
1μF+1μH
100
insertion loss (dB)
insertion loss (dB)
10nF
π型
L型
0
40
60
80
π型フィルタ
1μF+1μH+10nF
100
120
コンデンサ
10nFのみ
コンデンサ
1μFのみ
120
0.1
1
10
frequency (MHz)
図 5-12
100
1000
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
C39J.pdf
1000
L 型、π型フィルタの挿入損失特性の例（計算値）
図 5-12 では、LC フィルタを構成するコンデンサやインダクタの単体の特性も併せて示しています。
このように L と C の比率が合わない場合は、減衰域の曲線の傾きは一定にならず、変曲点を持ちます。
一方、これまで述べましたようにコンデンサやインダクタも高周波では理想的には働きませんので、現
実の周波数特性を予測するには、この影響も考慮する必要があります。
図 5-13 に、MLCC とフェライトビーズを組み合わせて L 型フィルタを作ったときの挿入損失の計算
結果を示します。このように現実の LC フィルタの周波数特性は図 5-11 とは異なる形になることが多い
のですが、全体的な傾向としまして、フェライトビーズを組み合わせると挿入損失の大きさを全体的に
37
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
大きくできることがわかります。
0
フェライトビーズのみ
（BLM21PG221）
コンデンサのみ
（1μF ESL=2nH想定）
insertion loss (dB)
20
40
60
L型フィルタ
（フェライトビーズ＋コンデンサ）
80
100
1
10
100
frequency (MHz)
1000
図 5-13 フェライトビーズを使った L 型フィルタの特性（計算値）
図 5-14 は、コンデンサにフェライトビーズを組み合わせたときのノイズ抑制効果の変化を実験で確
認した例です。ここでは 4MHz で動作する IC をノイズ源とし、デカップリング回路を透過したノイズを
電圧変動とスペクトラムで観測しています。上段は、フェライトビーズを使わないとき（1μF のデカップ
リングコンデンサを使用）、中段はフェライトビーズを使って L 型フィルタを形成したとき、下段は、さら
に 10μF のコンデンサを追加してπ型フィルタを形成したときの測定結果です。中段、下段のフェライ
トビーズを使った例では電圧変動、スペクトラムの双方が大幅に改善されることが確認できています。
ノイズ発生
4MHzで
スイッチングさせた
ICの電源ノイズを観測
デカップリ
ング回路
測定
（３V電源をACカップリングで観測）
電源に接続
波形
スペクトラム
60
100
50
MLCC 1μF
noise level (dBuV)
level (mV)
50
1μF
コンデンサだけではノイズ除去効
果が十分ではなく高周波でノイズ
が透過している
0
-50
40
30
20
-100
-300
-200
-100
0
100
200
10
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
time (ns)
noise level (dBuV)
50
50
1μF
level (mV)
（BLM18PG221 定格電流1.4A)
全体的にノイズレベルが
10dB程度改善
BLM18PG221
(220Ω＠100MHz)
0
-50
40
30
20
-100
-300
-200
-100
0
100
200
10
300
time (ns)
フェライトビーズ
50
1μF
10μF
50
noise level (dBuV)
（BLM18PG221 定格電流1.4A)
π型フィルタを形成することでさらに
ノイズレベルを改善
0
-50
BLM18PG221
(220Ω＠100MHz)
40
30
20
-100
-300
-200
-100
0
100
200
300
time (ns)
図 5-14 フェライトビーズによるノイズ抑制の改善の例
38
300
60
100
level (mV)
MLCC 1μF+フェライトビーズ+10μF
300
60
100
フェライトビーズ
MLCC 1μF+フェライトビーズ
C39J.pdf
10
300
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
5.5 LC フィルタ
２章で述べたようにコンデンサの挿入損失は 10MHz 以上の周波数で小さくなる傾向がありますの
で、これを改善するために容量の小さなコンデンサを組み合わせ、自己共振を利用して全体の挿入
損失を大きくすることがあります。ただしこの場合、２つのコンデンサの間で反共振が生じ、改善効果が
得られない場合があります。この不具合を避けるには、容量の小さなコンデンサの代わりにフェライトビ
ーズを組み合わせた LC フィルタを用いることが効果的です 11)。
図 5-15 にこの LC フィルタの例を、図 5-16 にこのフィルタを大容量コンデンサと組み合わせたとき
の周波数特性の計算結果を示します。
フェライトビーズ 貫通コンデンサ
フェライトビーズ
等価回路
入出力電極
グラウンド電極
入出力電極
図 5-15 電源用 LC フィルタ NFE31
コンデンサ
1μF＋2200pF
コンデンサ
1μFのみ
（1608サイズMLCC）
コンデンサ
1μFのみ
（1608サイズMLCC）
LCフィルタのみ
コンデンサ
2200pFのみ
（1608サイズMLCC）
NFE31PT222（2200pF)
コンデンサ1μF+LCフィルタ
(a) 2 つのコンデンサを組み合わせた場合
C39J.pdf
(b) コンデンサと LC フィルタを組み合わせた場合
図 5-16 電源用フィルタの周波数特性（計算値）
図 5-15 は、大容量のコンデンサと併用することを想定して、高周波特性に優れた貫通コンデンサと
フェライトビーズを組み合わせた部品となっています。両端の入出力電極の間は金属の成形端子でつ
ながれていますので、直流抵抗が極めて小さく、６A の定格電流を実現しています。
図 5-16 (a)に計算結果を示すように、単純に２つのコンデンサを組み合わせると、反共振の生じる
周波数ではコンデンサ１つの場合に比べても挿入損失が小さくなる場合があります。図 5-16 (b)に示
すように、小容量のコンデンサの代わりにフェライトビーズを組み合わせた LC フィルタを用いると、この
種の不具合が防止でき、1GHz 付近の高周波でも有効なフィルタ回路が形成できることがわかります。
LC フィルタを用いた場合は、内蔵するフェライトビーズの抵抗成分により、反共振を抑制する効果が
生じたものと考えることができます。
図 5-17 は、コンデンサに LC フィルタを組み合わせたときのノイズ抑制効果の変化を実験で確認し
た例です。図 5-14 と同じく 4MHz で動作する IC をノイズ源とし、デカップリング回路を透過したノイズ
を電圧変動とスペクトラムで観測しています（ただし、より微弱なノイズを観測できるようにスペクトラムア
39
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
ナライザの感度を上げています）。
上段は、1μF の MLCC に 2200pF のコンデンサを組み合わせた場合です（反共振を強く発生さ
せるために、中間に 6mm の配線を挟んでいます）。この場合では、コンデンサ間の反共振の影響によ
り、電源電圧に強いリンギングが表れ、この周波数で強いスペクトラムが観測されています。
中段は、2200pF の MLCC の代わりに、同一の場所で 2200pF の静電容量を持つ LC フィルタを
取り付けた場合、下段はこれに 10μF の MLCC を追加した場合です。いずれの場合も、電圧変動、
スペクトラムの双方で大きな改善効果が得られています。特にスペクトラムは極めて低いレベルに抑え
られており、貫通コンデンサを使った LC フィルタの高周波ノイズの抑制効果が優れていることが確認
できています。
ノイズ発生
4MHzで
スイッチングさせた
ICの電源ノイズを観測
デカップリ
ング回路
測定
（３V電源をACカップリングで観測）
電源に接続
スペクトラム
(フィルタの挿入損失が大きいためRBWを10KHzとし
て他のデータよりもノイズフロアを下げています）
波形
1μF
2200pF
noise level (dBuV)
単にコンデンサを組み合わせるだけで
は反共振の影響によりノイズが減衰し
ない周波数が出てくる
（この場合は60MHz前後）
50
50
level (mV)
MLCC 1μF+MLCC2200ｐF
60
100
間隔6mm
0
-50
40
30
20
10
-100
-300
-200
-100
0
100
200
0
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
time (ns)
60
100
MLCC 1μF+LCフィルタ（2200pF)
NFE31P222
(2200pF)
noise level (dBuV)
1μF
level (mV)
（NFE31PT222Z 定格電流６A）
反共振がなくなり広い周波数範囲で
良好なノイズ除去特性を示している
50
50
0
-50
40
30
20
10
-100
-300
-200
-100
0
100
200
0
300
time (ns)
NFE31P222
(2200pF)
MLCC 1μF+LCフィルタ+10μF
70
60
1μF
現実の回路では各所にコンデンサがあるため実質的にこの
ような構成になっていることが多い
10μF
noise level (dBuV)
50
level (mV)
（NFE31PT222Z 定格電流６A）
コンデンサ２個の中間に装着するとさら
にノイズ除去効果が増大する
100
0
-50
-300
50
40
30
20
10
-100
-200
-100
0
100
200
300
time (ns)
0
0
50
100
150
200
frequency (MHz)
250
300
図 5-17 LC フィルタによるノイズ抑制の改善の例
一方、これまで図 5-16 などで示してきた挿入損失特性は、測定インピーダンスが 50Ωの場合であり、
電源の場合はこれよりもインピーダンスが小さい場合が多いと考えられます。そこで、測定インピーダ
ンスを変化させたときの特性の動きをみた結果を図 5-18 に示します。これは図 5-16 の計算結果を変
換したものです。
図 5-18 (a)のように２つのコンデンサを単純に組み合わせた場合は、低インピーダンス回路では挿
入損失が大きく減少する傾向があるのに対して、LC フィルタを組み合わせた図 5-17(b)では、低イン
ピーダンス回路でも一定の効果が維持できる傾向が見られます。これは、低インピーダンス回路では
コンデンサの効果が減少するのに対して、インダクタの効果は増加するので、LC フィルタを組み合わ
せた場合にはこの２つの効果が相殺されることによるものと考えられます。従って、インダクタを組み合
わせた電源用デカップリング回路は電源のインピーダンスの変化に対して比較的安定したノイズ除去
効果を発揮することが期待できます。
40
C39J.pdf
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
1μF
2200pF
1μF
0.5Ω
2010.7.20
NFE31P222
(2200pF)
0.5Ω
2Ω
10Ω
2Ω
10Ω
50Ω
（通常の測定は50Ω）
(a) 2 つのコンデンサを組み合わせた場合
50Ω
（通常の測定は50Ω）
(b) コンデンサと LC フィルタを組み合わせた場合
図 5-18 測定インピーダンスを変えたときの特性（計算値）
5.6 電源にインダクタを使うときの留意点
インダクタのノイズ除去効果は、基本的にはインピーダンスが大きいほど（インダクタンスが大きいほ
ど）大きくなりますが、これまで述べたように高周波では EPC の影響によりインピーダンスは頭打ちに
なります。また、ノイズ除去や共振抑制のためには、一般にインピーダンスのなかの抵抗成分の割合
が大きいほど、優れた効果が得られます。ノイズ除去のためにはこのような観点から部品を選ぶ必要
があります。
一方で、低インピーダンスの電源を提供する観点からみますと、インダクタを用いることはインピーダ
ンスを増大させる方向に働くため、これを補う十分な大きさのコンデンサをインダクタと IC の間に用い
る必要があります（このための静電容量の目安を(2-2)式に示しました）。従って、むやみにインピーダ
ンスの大きなインダクタを使うことはおすすめできません。
電源にインダクタを使うときは、このような特性のほかに、直流抵抗や電流による飽和に配慮して部
品を選ぶ必要があります。
5.6.1 直流抵抗の影響
インダクタの直流抵抗は一般的にエネルギーの損失や発熱の原因となりますので、電源に用いる
場合は小さい方が望ましいといえます。これとは別に、電圧降下による電圧変動が問題になることがあ
ります。
一定電流が流れる回路では直流抵抗により電圧が減少しますので、その分電源電圧を高く維持す
る必要があります。また、電流変化の大きいときは以下のように電圧リップルが生じることがあります。
∆V ripple = Rdc ⋅ ∆I ripple
C39J.pdf
(5-1)
ここでΔVripple は電圧リップル、Rdc は部品の直流抵抗、ΔIripple は電流変動です。
例えば Rdc が 100mΩ程度ある部品に 1A の電流変動が加わると、100mV の電圧リップルが発生
することになります。従って、許容電圧リップルの小さい低電圧の電源では、直流抵抗の小さい部品を
選ぶ必要があります。
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・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
5.6.2 電流による飽和の影響
一般にフェライトなどの強磁性体は磁束密度が限界に達すると透磁率が小さくなる性質があります。
このため磁芯を用いたインダクタでは、大きな電流が流れるときはインダクタンスやインピーダンスが減
少しますので注意が必要です。この影響を確認するためには、電流を大きくした状態でノイズレベル
の確認をする必要があります。
42
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2010.7.20
5.7 電源に適したインダクタのラインナップ
当社で商品化されている電源用フェライトビーズ、チョークコイルの代表例を以下に示します。
詳細はカタログ等をご参照ください。
5.7.1 フェライトビーズ
電源用フェライトビーズには、直流抵抗が小さくなるよう配慮された品種が用意されています。
●0603 サイズ BLM03P シリーズ
●1005 サイズ BLM15P シリーズ
0.5±0.05
0.25±0.1
0.3±0.03
0.3±0.03
0.6-±0.03
0.15±0.05
1.0±0.05
0.5±0.05
: Electrode
(in mm)
●1005 高周波改善（構造）BLM15E
: Electrode
(in mm)
●1005 高周波改善（構造＋材料）BLM15G
1.0±0.05
0.5±0.05
0.25±0.1
0.5±0.05
0.25±0.1
0.5±0.05
1.0±0.05
0.5±0.05
: Electrode
: Electrode
(in mm)
(in mm)
●1608 サイズ BLM18P シリーズ
0.4±0.2
●1608 6A 600Ω対応 BLM18K シリーズ
0.8±0.15
T
0.8±0.15
1.6±0.15
1.6±0.15
0.4±0.2
0.8±0.15
: Electrode
: Electrode
(in mm)
●1608 6A 高性能 BLM18S シリーズ
(in mm)
●1608 高周波改善（構造） BLM18E
1.6±0.15
0.8±0.15
0.8±0.15
T
0.5±0.15
1.6±0.15
0.4±0.2
0.4±0.2
: Electrode
: Electrode
(in mm)
(in mm)
●1608 高周波改善（構造＋材料）BLM18G ●2012 サイズ BLM21P シリーズ
0.5±0.2
0.8±0.1
0.85±0.2
0.35±0.15
1.6±0.1
0.8±0.1
2.0±0.2
1.25±0.2
EIA CODE : 0805
: Electrode
: Electrode
(in mm)
●3216 サイズ BLM31P シリーズ
(in mm)
●4516 サイズ BLM41P シリーズ
0.7±0.3
3.2±0.2
1.6±0.2
1.1±0.2
0.7±0.3
1.6±0.2
4.5±0.2
: Electrode
(in mm)
C39J.pdf
1.6±0.2
: Electrode
(in mm)
43
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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5.7.2 チョークコイル
直流抵抗が小さくなるよう配慮された商品群です。
●3216 サイズ LQH31C シリーズ
2.3±0.2
●3225 サイズ LQ32C シリーズ
2.5±0.2
1.8±0.2
1.6±0.2
3.2±0.3
(in mm)
0.7min. 0.7min. 0.7min.
2.5±0.2
2.0±0.2
1.6±0.2
2.5±0.2
3.2±0.3
0.9±0.3 1.3±0.2 0.9±0.3
(in mm)
●3225 サイズ 低直流抵抗タイプ LQH32C_33、53 シリーズ
2.5±0.2
1.55±0.15
2.5±0.2
A
A
3.2±0.3
2.5±0.2
A : 2.8 max.
0.9±0.3 1.3±0.2 0.9±0.3
(in mm)
●4532 サイズ LQH４３C シリーズ
3.2±0.2
●5750 サイズ LQH55D シリーズ
5.0±0.3
3.2±0.2
4.5±0.3
(in mm)
1.0min. 1.0min. 1.0min.
●6363 サイズ LQH66S シリーズ
6.3±0.3
4.7±0.3
6.3±0.3
6.3±0.3
1.3 1.7 1.3
min. min. min.
44
5.0±0.3
4.7±0.3
2.6±0.2
3.6±0.2
(in mm)
5.7±0.3
1.3 1.7 1.3
min. min. min.
(in mm)
C39J.pdf
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5.8 電源に適した LC フィルタのラインナップ
フェライトビーズと高周波特性に優れた貫通コンデンサを組み合わせた NFE シリーズや、グラウンド
と併せて用いる BNX シリーズが用意されています。なお、BNX シリーズはこのテキストで説明してい
るデカップリング回路ではなく、主に電源コネクタなどの電源入力部で使われるのが一般的です。
●3216 サイズ NFE31P シリーズ
●6816 サイズ NFE61P シリーズ
1.0±0.2
0.7±0.2
0.7±0.2
2.6±0.3
0.7±0.2
(1)
(2)
(3)
(1)
(2)
(3)
1.6±0.15
1.6±0.3
0.7±0.2
6.8±0.5
3.2±0.35
1.6±0.3
1.6±0.15
: Electrode
: Electrode
(in mm)
(in mm)
●BNX シリーズ
12.1±0.2
(1)
9.1±0.2
1.0±0.3
(4)
1.3±0.2
(4)
7.0±0.2 1.55±0.2
1.6±0.3
(3) PSG
1.05±0.2
BNX022
L3
C2
B
L2
0.3±0.1
(3)
4.2±0.3 (2.45)
(1) (3)
3.1±0.2
(3)
L1
(1)
(2)
0.3±0.1
(1)
CB (2)
C1
CG (4)
(1)-(4): Terminal Number
PSG: Power Supply Ground
CG: Circuit Ground
CB: Circuit+B
(4) (2)
(4)
(2)
: Electrode
2.5±0.2
(4)
C39J.pdf
1.55±0.2
(in mm)
45
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６．電源電圧変動の抑制
ここまでの章では、主に電源用デカップリング回路のノイズ除去性能：挿入損失特性について述べ
てきました。本章以降では電源の電流供給性能の観点から、主に電源インピーダンスや電圧変動に
ついて述べます。
デジタル IC が正しく動作するには、電源電圧が一定であることが必要です。図 6-1 に示すように IC
の動作により電源電流が変動したとき、電源モジュールから IC までの配線の影響や、電源モジュール
自体の応答特性の影響により、電源電圧が変動する場合があり、IC が誤動作したり、周囲の回路にノ
イズ障害を与える原因となります。また、動作速度や信号品位の低下につながる場合もあります。
この電圧変動を防ぐために、IC の近傍で一時的に電流を供給するコンデンサが使われ、デカップリ
ングコンデンサと呼ばれています。このデカップリングコンデンサの電流を供給する働きのことを電荷
供給能力と呼ぶこともあります。
この章では、単純な電流変化をする回路をモデルにして、デカップリングコンデンサによる電圧変動
の抑制の働きを解説します。また併せて、電圧変動を少なくするためにコンデンサに必要な性能の紹
介をします。
電流変動
電圧変動
V
PCB
電源モジュール
電源端子
I
t
t
電源インピーダンス
PDN
IC
電流の
一時的な供給
（電荷供給能力）
デカップリング
コンデンサ
電源の応答遅れ
ケーブルのインダクタンス
パターンのインダクタンス
図 6-１ 電流変化と電圧変動
6.1 電源インピーダンスと電圧変動の関係
図 6-2 のように電源供給網(PDN)に IC の電源端子が接続され、IC の電源電流が変動したとき、
電源に発生する電圧変動の大きさは、以下の式で表すことができます。
∆V = ∆I ⋅ Z P
(6-1)
ここで、ΔV は電圧変動(V)、ΔI は電流変動(A)、ZP は PDN の電源インピーダンス（Ω）を表します。
このΔV は、IC の電源端子でみた電圧、ZP は同じく電源端子でみたインピーダンスとします。
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2010.7.20
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
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電源電圧
（電圧変動ΔV)
グラウンド
電源配線
（PDN)
電源電流
（電流変動ΔI）
IC
PDN
デジタルIC
電源
電源
電源インピーダンス
電圧測定
ZP
電源端子
図 6-2 電圧変動の測定位置
電源電流が変化したときの電圧波形の例を、図 6-3 に示します。ここでは電源インピーダンスが周
波数特性のない抵抗性であると仮定しています。図 6-3(a)は、電流が単純にステップ状に変化する場
合、図 6-3(b)はもう少し複雑に変化する場合です。いずれの場合も、電流変化に応じて電圧変動が
（電流が増えたときに電圧が減少する方向に）表れます。
a (A)
ΔI
電流波形
0 (A)
電圧波形
v (V)
ΔV
v-Zp･a (V)
t
(a) 電流がステップ状に変化するとき
a (A)
電流波形
0 (A)
電圧波形
v (V)
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t
(b) 電流が複雑に変化するとき
図 6-3 電流変化に応じた電圧変動の例
6.2 コンデンサがあるときの電圧変動
現実の PDN ではデカップリングコンデンサや配線のインダクタンスなどにより、インピーダンスは抵
抗性ではなくリアクタンスを持ち、周波数特性を持ちますので、電圧波形は電流波形と同一形状には
ならず、複雑な動きを示します。図 6-4 に測定結果の例を示します。
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
3.1
volt (V)
3.1
3.0
3.0
2.9
0
20
40
60
80
100
time (ns)
図 6-4 デジタル IC の電源電圧の測定例（3V ライン）
そこで、ここではデカップリングコンデンサを使ったときの電圧変動の基本的な動きを理解するため
に、電流がステップ状に変化したときの電圧波形を考えます。
図 6-5 のような単純なモデルで、電源に電流を流したときの電圧変動を考えてみます。簡単のため
に、配線のインダクタンスなどの周辺要素はないものとし、PDN は１つのコンデンサだけで構成されて
いるとします。このとき、IC の電源電流が図 6-3 (a)のようにステップ状に変化したとして、電圧の変化
を回路シミュレータで計算してみます。電源電圧は 3V、電源インピーダンスは 0.5Ω、電流の振幅は
1A、立ち上がりは 10ns、パルス幅は 1μs としています。
PDN
1A
0.5Ω
Cap
電源
3V
ESL
ESR
0A
半導体
電圧
図 6-5 電圧変動計算モデル
計算結果を図 6-6 に示します。ここで、コンデンサには傾向をみるために 2μF、5μF、10μF の３
種類を想定しています。また、各コンデンサには ESL として 10nH（リードつきの電解コンデンサを想
定し、実装インダクタンス ESLPCB を含んでいます）、ESR として 50mΩを見込んでいます。
図 6-6 の左側は電圧波形で、比較のために上部に電流の波形を併せて示しています。また、図 6-6
の右側はコンデンサのインピーダンスの周波数特性を示しています。
電圧波形では、立ち上がり部分にスパイクが発生したのち、コンデンサの放電特性により徐々に電
圧が下がり、その後電流パルスの終了とともにコンデンサの充電が始まり、徐々に電圧が上がる動きが
確認できます。コンデンサの充放電の時間は静電容量に関係しますので、コンデンサの静電容量に
応じて曲線の傾きが変わり、これとともに電圧変動の大きさも変わっています。
図 6-6 の結果からわかるように、静電容量が大きい方が、充放電による電圧変動は小さくなります。
また、この部分の変動の大きさは、右側のインピーダンス特性の上では、低周波側の容量性の部分の
インピーダンスの大きさに対応しています。インピーダンスが小さい（グラフで、曲線が下になる）方が、
電圧変動の振れ幅は小さくなります。このコンデンサの充放電による電圧変動を小さくするには、十分
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2010.7.20
な大きさの静電容量を持つコンデンサを用いる必要があります。
3.2
10μF
10000
2.8
-4
2.6
-7
2μF
5μF
2.4
0
impedance (mohm)
-1
current (A)
3
voltage (V)
2
電流
4
6
time (µs)
time
(us)
8
10μF
5μF
10
1
0.001
-10
2
2μF
1000
100
0.01
0.1
10
1
10
frequency (MHz)
100
1000
静電容量に応じて電圧変動の振れ幅が変わる
（低周波域のインピーダンスに表れる）
図 6-6 コンデンサを使ったときの電圧波形の例（計算値）
図 6-6 の計算結果の立ち上がりのスパイク部分をより詳しく観察するために、10μF のコンデンサに
ついて時間軸を拡大したものを図 6-7 に示します。ここでは比較のために ESR や ESL のない理想的
なコンデンサを使ったときの計算結果も併せて記載しています。理想的なコンデンサではスパイクは発
生しないのですが、ESR や ESL を含んだコンデンサでは立ち上がり部分にスパイクが発生することが
わかります。このスパイクの大きさは主に ESL に関係する傾向があり、右側のインピーダンス特性の中
では、コンデンサが誘導性となる高周波部分のインピーダンスに対応しています（インピーダンスが小
さい：曲線が下に来る方が、スパイクが小さくなる）。
このスパイクが深いときは、たとえ十分静電容量の大きなコンデンサを用いた場合であっても、電圧
変動が電源電圧の規定内に収まらないときがあります。スパイクが問題になるときは ESL を下げる検
討が必要となります。
理想的なコンデンサ
電流
2
-1
2.8
主にESRに応じてレベルが変わる
-4
現実に近いコンデンサ
2.4
-7
主にESLに応じてピークが変わる
0.9
1
1.1
time (µs)
time
(us)
-10
1.2
1.3
impedance (mohm)
3
2.6
現実に近いコンデンサ
10000
current (A)
voltage (V)
3.2
1000
100
理想的なコンデンサ
10
1
0.001
0.01
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
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1000
高周波域のインピーダンスの増大により
電流の立ち上がり部分でスパイクが発生する
図 6-7 コンデンサを使ったときの電圧波形の立ち上がり部分
なお、このスパイクの大きさはコンデンサの ESL だけではなく、電流変化の大きさ（dI/dt）にも関係
しますので、比較的電流変化の小さいときははっきりと表れないことがあります。ここでの計算は立ち上
がり時間が 10ns（dI/dt = 1×108 A/s)であるとしています。
6.3 並列コンデンサによるスパイクの抑制
電流変動の立ち上がり部分のスパイクを軽減するためには、周波数特性の優れた比較的小容量の
コンデンサを並列に使うことが行われます。図 6-8 に、コンデンサを並列に使ったときの波形の例を示
します。ここでは 10μF のコンデンサに加えて、1μF の MLCC（ESL は、ESLPCB を考慮して 2nH、
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ESR は 10mΩとしています）を使ったときを想定しています。図の計算結果では、コンデンサを追加
することでスパイクの深さが半減しています。この効果は、図の右側のインピーダンス特性の上では、
高周波部分のインピーダンスが減少していることに対応しています。
このスパイクをさらに減少させるには、より小さな容量のコンデンサを追加する方法もあります。
0.5Ω
電流
2
-1
2.8
current (A)
voltage (V)
3
-4
1μFのコンデンサを追加したとき
スパイクが減少する
-7
2.6
現実に近いコンデンサ
2.4
0.9
1
1.2
10nH
2nH
50mΩ
10mΩ
Pw=1μs
Tr=10ns
現実に近いコンデンサ
1000
100
1μFのコンデンサを
追加したとき
10
理想的なコンデンサ
1
0.001
-10
1.1
time(µs)
(us)
time
1μF
10000
impedance (mohm)
理想的なコンデンサ
3.2
10μF
0.01
0.1
1.3
1
10
frequency (MHz)
100
1000
高周波域のインピーダンスの減少に伴い
スパイクのレベルが小さくなる
図 6-8 並列にコンデンサを追加したときの波形の変化
このようにコンデンサを並列に接続する手法はスパイクの抑制に一定の効果が見込めるのですが、
３章で述べたように、コンデンサ同士の反共振が問題となる場合があります。図 6-9 に、意図的にこの
ような状態を作った例を示します。
ここでは先の 1μF のコンデンサに変えて、0.1μF のコンデンサを使った場合の計算結果を示して
います。この場合、スパイクの大きさは 1μF の場合と変わらないのですが、スパイクの後の波形の上
に大きなうねり（周期 0.2μs 程度のリンギング）が表れています。このうねりの周波数は、インピーダン
ス曲線の上の反共振周波数に対応しています。このようなうねりが大きい場合は、電源電圧変動の限
度値を超える場合がありますので、注意が必要です。
0.5Ω
10μF
0.1μF
10nH
2nH
50mΩ
10mΩ
Pw=1μs
Tr=10ns
理想的なコンデンサ
電流
10000
-4
2.8
current (A)
-1
3
voltage (V)
現実に近いコンデンサ
2
0.1μFのコンデンサを追加したとき
-7
スパイクが減少するがうねりが発生する
2.6
現実に近いコンデンサ
-10
2.4
0.9
1
1.1
time
(us)
time (µs)
1.2
impedance (mohm)
3.2
反共振
1000
100
0.1μFのコンデンサを
追加したとき
10
理想的なコンデンサ
1
0.001
0.01
0.1
1.3
反共振周波数に応じたうねりが電圧波形に現れる
図 6-9 並列コンデンサが共振している場合
50
1
10
frequency (MHz)
100
1000
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6.4 低 ESL コンデンサによるスパイクの抑制
スパイクを小さく収めるには、ESL の小さいコンデンサを使う方法もあります。図 6-10 に計算結果の
例を示します。ここでは４章で紹介した低 ESL のコンデンサを使うことを想定して、静電容量を 10μF、
ESL を 0.2nH、ESR は 10mΩを想定しています。図からわかるように、この条件ですと、スパイクがほ
とんど消失し、コンデンサを組み合わせた場合のようなリンギングも観測されません。したがって、電圧
変動を抑える上でも、低 ESL のコンデンサは有利であると考えられます。
0.5Ω
10μF
Pw=1μs
Tr=10ns
0.2nH
10mΩ
理想的なコンデンサ
3.2
電流
2
10000
current (A)
voltage (V)
impedance (mohm)
現実に近いコンデンサ
-1
3
1000
100
-4
低ESLコンデンサに交換したとき
10
（スパイクはほとんど表れない） -7
2.6
理想的なコンデンサ
現実に近いコンデンサ
1
-10
2.4
0.001
0.01
0.1
1
frequency (MHz)
0.9
1
1.1
1.2
1.3
time
time (µs)
(us)
高周波域でインピーダンスが一様に減少し
スパイクはほとんど表れなくなる
2.8
低ESLコンデンサ
10
100
1000
図 6-10 ESL の小さいコンデンサを使った場合
6.5 パルス幅が長いときの電圧変動
電流のパルス幅が長いときは、コンデンサだけで電圧を維持することはできず、電源の応答を待つ
ことになります。図 6-11 のように電源の応答の遅れをインダクタンス LPowerDelay で表して、パルス幅の
長いときの電圧変化の動きを簡易的に模擬してみます。このときの計算結果を図 6-12 に示します。
LPowerDelay
0.1μ H
PDN
0.1Ω
Cap
電源
3V
ESL
ESR
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1A
0A
半導体
電圧
図 6-11 パルス幅の長いときの模擬回路
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電流
50μF
-1
10μF
2.8
-4
2μF
2.6
-7
コンデンサのESLによるスパイク
2.4
0
2
10000
4
6
current (A)
voltage (V)
3
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電源のインピーダンス
2
impedance (mohm)
3.2
1000
100
10
50μF
1
0.001
0.01
-10
インピーダンスが高くなる周波数で
8 振動が表れる
10
10μF 2μF
0.1
1
frequency (MHz)
10
100
1000
time
time(µs)
(us)
図 6-12 パルス幅の長いときの計算結果
図 6-12 から、コンデンサの静電容量によっては、電圧波形の上に、より低周波のうねりが表れる可
能性があることがわかります。これは、電源の応答時間とコンデンサの静電容量との間で一種の共振
が発生しているものと考えることができます。このうねりの周波数は、図 6-12 の右側のインピーダンス
特性で、インピーダンスの高くなる周波数に対応しています。
図 6-12 に示したコンデンサの比較結果からわかるように、このうねりは比較的静電容量の小さい場
合（図では 2μF の場合）に表れやすくなります。そこで、このうねりをなくすために必要なコンデンサの
静電容量を考えてみます。
図 6-11 の回路を一種の RLC 直列共振回路ととらえると、共振回路の制動条件は以下のようになり
ます 13)。
C ≥
4LPowerDelay
R2
(6-2)
ここで、C はコンデンサの静電容量、R は電源の出力抵抗を表します（簡単のためにここではコンデ
ンサの ESR や ESL の影響は無視しています）。この C よりも大きな静電容量を使用すれば、うねりの
生じる可能性は小さくなります。例えば、図 6-12 に示した条件を式(6-2)にあてはめますと、コンデンサ
に必要な静電容量は約 40μF となります（図 6-12 で、５０μF の場合をみると、うねりは完全に消失し
ています）。
ここでは電源の応答遅れの主要因が電源モジュールから IC までの配線のインダクタンスであるとし
て、電源の特性を LPowerDelay で表していますが、電源モジュール自身の応答遅れを考慮する必要が
ある場合もあります。このような場合には、応答時間を TPowerDelay(s)として、LPowerDelay を RL 直列回路
の時定数から
LPowerDelay = R ⋅TPowerDelay
(6-3)
程度と考え、モデル化することができます。
なお、現実には電源の応答特性をインダクタンスで表すことは妥当ではありませんので、上記の手
法で算出した値はあくまで一つの目安に過ぎないものとお考えください。また、電源の出力に使われ
る平滑用コンデンサの場合には、電源容量や出力電圧範囲などの全く別の要素を考慮する必要があ
りますので、上記の手法を適用することはできません。
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７．電源インピーダンス抑制のためのコンデンサの配置
６章では電圧変動と電源インピーダンスの関係と、デカップリングコンデンサを使ったときの電圧変
動の波形について解説しましたが、コンデンサを取り付ける配線の影響については触れませんでした。
IC の電圧変動を抑制するには、IC の電源端子でみたインピーダンスを小さくする必要があるのです
が、通常、電源端子とコンデンサの間には何らかのプリント配線が存在します。この配線のインダクタン
スは、コンデンサの持つ ESL に比べて無視できない大きさがありますので、電源端子でみたインピー
ダンスを小さくするには、配線のインダクタンスを小さくする必要があります。
この配線のインダクタンスは、パターンの構造やコンデンサまでの距離の影響を受けます。ここでは
電源インピーダンスを高周波で一定値以下に抑制するために、IC とコンデンサをつなぐ配線のインダ
クタンスを小さくするプリント基板の設計について説明します。
7.1 IC からみた電源インピーダンス
ＩＣからコンデンサまでの電源配線は一様な形状ではなく、正確にモデル化することは難しいのです
が、ここではマイクロストリップ線路（ＭＳＬ）で表せるものとして話を進めます。図 7-1 のようにいくつか
のコンデンサが取り付けられた PDN のインピーダンスを考えます。
ここではコンデンサが階層的に配置されているとして、10μF、2.2μF、0.47μF のコンデンサを順
に接続しています（図 7-1 ではコンデンサの形状の大きさを静電容量に対応させています）。IC 直近
には小型で静電容量の小さなコンデンサを、比較的離れた位置には大型で静電容量の大きなコンデ
ンサを配置しています。
このようなモデルで、IC の電源端子 A、B、C の各点から PDN をみたときのインピーダンスを計算
した結果を図 7-2 に示します。図で青線が図 7-1 の PDN に全てのコンデンサを接続したときのインピ
ーダンス、赤線が電源端子直近のコンデンサだけを接続したときのインピーダンスです。
図 7-2 の結果から、10MHz 以上の周波数では、電源インピーダンスは主に直近のコンデンサによ
り形成されていることがわかります。これは、高周波域のインピーダンスは主にインダクタンスに支配さ
れること、比較的遠方のコンデンサは配線のインダクタンスにより実効的な ESL が大きくなり影響を無
視できるようになるためと考えられます。（図で、A 点は PDN 全体と直近コンデンサで比較的差が大き
くなっています。これは、A 点では直近コンデンサと PDN の他の部分が左右並列に接続されているた
めと考えることができます）
このように高周波域では直近のコンデンサのインピーダンスが支配的となりますので、ＰＤＮのインピ
ーダンスを一定値以下に下げるには、直近のコンデンサとそれをつなぐ配線だけを考慮すればよいと
考えられます。ここではこの考えのもとに、直近コンデンサまでの配線設計に着目します。
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2010.7.20
グラウンドへの
via
B
IC
2
グラウンド端子
電源端子
5
12
20
15
7
10
3
配線幅
5mm
電源
供給
0.1Ω
C
3mm
コンデンサ
10μF
ESL=1nH
ESR=3mΩ
2.2μF
ESL=1nH
ESR=10mΩ
2mm
1mm
0.47μF
ESL=1nH
ESR=15mΩ
（誘電体厚 0.8mm
比誘電率 4.5)
図 7-1 電源インピーダンス計算のモデル図
A点
B点
直近コンデンサ
だけを接続
直近コンデンサ
だけを接続
PDN全体
を接続
PDN全体
を接続
(a) A 点
(b) B 点
C点
直近コンデンサ
だけを接続
PDN全体
を接続
(c) C 点
図 7-2 電源インピーダンスの計算結果
7.2 IC からみた電源インピーダンスの簡易推定
IC の電源端子から直近のコンデンサまでの配線が MSL で表せると仮定して、図 7-3 のようにモデ
ル化すると、電源端子からこのコンデンサをみたインピーダンス ZPowerTerminal は、以下の式で表すことが
できます。
Z PowerTerminal = Z cap + Z line
(7-1)
ここで、Zcap はコンデンサのインピーダンス、Zline はコンデンサまでの配線のインピーダンスです。Zcap
にはコンデンサを取り付けるパッドや via のインピーダンスも含みます。
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配線のインピーダンス Zline
2010.7.20
グラウンドへのvia
グラウンド端子
コンデンサの
インピーダンス Zcap
IC
IC
電源端子
電源配線
インピーダンス
ZPowerTerminal
配線断面構造
l
w
h
グラウンド層
図 7-3 直近コンデンサまでの配線モデル
配線のインピーダンスである Zline は、先端がショートとみなせ（図 7-3 のモデルではコンデンサが接
続されていますので高周波ではショートとみなせます）、配線の長さが対象周波数の波長に対して十
分短いときは、インダクタンスで近似できます。この配線のインダクタンスを Lline とします。また、コンデ
ンサのインピーダンス Zcap は自己共振周波数を超える高周波域では、コンデンサの ESL である
ESLcap により形成されますので、IC の電源端子からみたインピーダンス ZPowerTerminal は、
Z PowerTerminal = Z cap + Z line ≅ j 2πf ( ESLcap + Lline )
(7-2)
とできます。
Lline には MSL の単位長さ当たりのインダクタンスに長さ l をかけた値を使うことができます。MSL の
単位長さ当たりのインダクタンスは特性インピーダンスに関係しており、各種の近似式が提案されてい
ます 14)が、電源のように配線幅が広い場合を扱うときは式が複雑になります。そこでここでは、ごくおお
まかに Lline を近似する式として、以下の式を提案します。
Lline
h
= 0.4l  
w 
0.6
× 10 − 6
(H)
C39J.pdf
(7-3)
ここで、h は電源配線を MSL とみなしたときの誘電体の厚み、w は配線の幅、l は配線の長さです
（単位はいずれも m です）。式(7-2)にこの Lline と、使用するコンデンサの ESLcap を代入すると、高周波
（コンデンサが誘導性となる領域）における IC の電源端子からみたインピーダンスが推定できます。な
お、ここで使う ESLcap には、コンデンサを取り付けるパッドや via のインダクタンス（ESLPCB）を含める必
要があります。
7.3 IC 直近のコンデンサの配置可能な範囲
配線のインダクタンスを式（7-3）のように単純な式で近似すると、電源インピーダンスを目標値以下
に抑制するための配線の長さを逆算できるようになります。IC の電源端子でみたインピーダンスの目
標値（ターゲットインピーダンス）が ZT、このインピーダンスを満足する必要のある最大周波数（ターゲッ
ト周波数）が fT＠PCB であるとき、配線に許される最大の長さ lmax は以下のようになります。
前述のように、電源端子でみたインピーダンスは高周波では誘導性を示しますので、インダクタンス
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
だけを考慮します。式(7-2)の電源インピーダンス ZPowerTerminal に ZT を、周波数 f に fT を代入し、配線に
許容される最大のインダクタンス Lline_max を求めると、
Lline_max ≅
ZT
− ESLcap
2πf T
(7-4)
となります。(7-3)式の Lline にこの Lline_max を代入し、配線に許される最大の長さ lmax を求めると
l max = 2.5
Lline _ max
h
 
w 
0. 6
× 106 ≅ 0.4
Z T − 2πf T @ PCB ESLcap
h
f T @ PCB  
w 
0 .6
× 106
(m)
(7-5)
となります。
図 7-4 に示すように、IC の電源端子からこの lmax 以内に直近のコンデンサを配置すれば、ターゲッ
トインピーダンスの高周波部分は達成できることになります。そこで、この lmax を最大許容配線長と呼ぶ
ことにします。lmax が大きいときは、コンデンサを配置する自由度が大きいと考えることができます。
PDNのインピーダンス
ターゲットインピーダンスの
高周波部分を達成
IC
ZT
fT@PCB
図 7-4
lmax以内に
コンデンサを配置
lmax 以内に直近コンデンサを配置
一方、コンデンサを中心に考えると、この lmax は電源インピーダンスを ZT 以下に抑えることのできるコ
ンデンサの有効範囲ととらえることもできます。図 7-5 に示すように、コンデンサから lmax 以内に IC の
電源端子を配置すると、１つのコンデンサで複数の IC の電源インピーダンスを ZT 以下に抑制すること
ができることになります。(7-5)式からわかるように ESLcap の小さいコンデンサは lmax が大きくなりますの
で、有効範囲の広いコンデンサであるということができます。
なお、図 7-5 のように１つのコンデンサで複数の IC の電源をカバーする場合には、IC の動作のタ
イミングが重なるときは電流が大きくなりますので、ターゲットインピーダンス ZT の見直しが必要な場合
があります。また、コンデンサと IC をつなぐ配線が複数の IC で重複する場合（右側の２個の IC など）
は、重複部の配線に誘導される電圧が IC 同士のノイズ干渉を引き起こす可能性があります。このよう
な不具合が生じる場合は、各 IC 毎にコンデンサを用いる必要があります。
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
IC
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IC
IC
lmax以内に
ICを配置
図 7-5
C39J.pdf
lmax 以内に IC を配置
なお、(7-5)式で 2πfT ESLcap が ZT よりも大きい場合は、lmax はゼロ以下になりコンデンサを配置でき
ません。これは、コンデンサ自体の ESL が大きすぎて、インダクタンスがゼロの理想的な配線で接続し
てもターゲットインピーダンス ZT を達成できないことを表しています。このような場合は、ESL の小さな
コンデンサを使ったり、コンデンサを複数並列に使って等価的に ESLcap を小さくする必要があります。
7.4 最大許容配線長 lmax の目安
（7-5）式から、ESLcap の小さなコンデンサを使うと lmax が大きくなり、コンデンサ配置の自由度が増す
ことが推定できます。また、この lmax は、プリント配線の断面寸法（h や w）の影響も受けると考えられま
す。そこで、この傾向を確認し、配線設計の目安を示すために、図 7-6 に示すように配線の幅や誘電
体の厚み、コンデンサの実装条件などが変わったときの lmax を計算しました。結果を図 7-7∼図 7-10
に示します。
ここでは、３端子コンデンサ、LW 逆転コンデンサなどの低 ESL コンデンサや、MLCC を想定して
います。なお、ターゲットインピーダンスの上限周波数 fT＠PCB としては、ここでは IC 外部の電源端子で
測定すると想定して、仮に 100MHz としています。（実際には fT@PCB の値は、使用する IC によって大
きく異なると考えられます）
図 7-7∼図 7-10 の計算結果より、lmax を大きくするには、低 ESL のコンデンサや誘電体の薄い基板、
幅の広い配線が有効であることがわかります。また、ターゲットインピーダンスが小さい場合ほど、コン
デンサの ESL による lmax の変化が大きくなる傾向があることがわかります。
このように低 ESL のコンデンサでは lmax が大きくなるため、コンデンサの配置の自由度が大きくなり、
また、１つのコンデンサの有効範囲も広くなるので、より少ないコンデンサで広範囲の PDN をカバー
できるようになるといえます。
なお、図 7-7∼図 7-10 において 0.2Ω@100MHz 以下を狙う場合などでは、1 つの MLCC では前
述のように 2πfT ESLcap が ZT よりも大きくなりますので「配線不可能」となります。このような場合には、８
章で述べるように複数のコンデンサを並列に使い、ESLcap を小さくする必要があります。また、４章で紹
介した低 ESL コンデンサを使うことも ESLcap が小さくなりますので有効です。
また、以上の説明は、電源配線が MSL としてみなせること、対象周波数が配線の長さに比べて十
分低いことを前提としています。したがって、例えば片面基板のように MSL とはみなせないときや、周
波数が高くなって配線の共振が表れる領域では適用できません。
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コンデンサ
・３端子コンデンサ（ESLcap=0.05nH想定）
・LW逆転コンデンサ（ESLcap=0.2nH想定）
・MLCC最良条件（ESLcap=0.5nH想定）
・MLCC通常条件（ESLcap=1nH想定）
ターゲットインピーダンス
ZT= 0.1、0.2、0.5、1、2、5 （Ω）
ターゲットインピーダンスの最大周波数
fT@PCB=100MHz
IC
電源端子
電源配線
配線断面構造
w
h
最大許容配線長lmaxを計算
w=0.1∼10 （mm）
h=0.1、0.2、0.4、0.8 (mm)
グラウンド層
図 7-6 計算条件
h=0.1 ３端子コンデンサ
h=0.2 ３端子コンデンサ
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
0.1
10
100
10
最大許容配線長lmax(mm)
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
10
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
図 7-7 ３端子コンデンサ 最良条件（ESLcap=0.05nH)
58
10
h=0.8 ３端子コンデンサ
h=0.4 ３端子コンデンサ
100
最大許容配線長lmax(mm)
1
配線幅w（ｍｍ）
10
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h=0.1 LW逆転コンデンサ
h=0.1 LW逆転コンデンサ
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
100
100
5Ω以下
5Ω以下
2Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
0.1
10
1
配線幅w（ｍｍ）
10
10
h=0.8 LW逆転コンデンサ
h=0.4 LW逆転コンデンサ
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
100
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
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h=0.2 LW逆転コンデンサ
h=0.2 LW逆転コンデンサ
100
100
5Ω以下
5Ω以下
2Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
0.1
10
1
配線幅w（ｍｍ）
10
10
図 7-8 LW 逆転コンデンサ 最良条件（ESLcap=0.2nH)
（ZT=0.1Ω以下は配線不可能）
h=0.1 MLCC最良条件
h=0.2 MLCC最良条件
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最大許容配線長lmax(mm)
最大許容配線長lmax(mm)
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
0.1
10
10
h=0.8 MLCC最良条件
h=0.4 MLCC最良条件
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最大許容配線長lmax(mm)
100
最大許容配線長lmax(mm)
1
配線幅w（ｍｍ）
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
10
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
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10
図 7-9 MLCC 最良条件（ESLcap=0.5nH)
（ZT=0.2Ω以下は配線不可能）
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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h=0.1 MLCC通常条件
h=0.2 MLCC通常条件
100
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
最
最大
大許
許容
容配
配線
線長
長lm
lmax(m
ax(mmm))
最
最大
大許
許容
容配
配線
線長
長lm
lmax(m
ax(mmm))
100
1
10
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
10
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
100
10
最
最大
大許
許容
容配
配線
線長
長lm
lmax(m
ax(mm
m))
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
1
1
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
10
0.1
1
配線幅w（ｍｍ）
図 7-10 MLCC 通常条件（ESLcap=1nH)
（ZT=0.5Ω以下は配線不可能）
60
10
h=0.8 MLCC通常条件
h=0.4 MLCC通常条件
100
最
最大
大許
許容
容配
配線
線長
長lm
lmax(m
ax(mm
m))
5Ω以下
2Ω以下
1Ω以下
0.5Ω以下
0.2Ω以下
0.1Ω以下
10
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2010.7.20
８．コンデンサを組み合わせた PDN の構成
IC の電源端子に接続される電源配線やデカップリングコンデンサなどは、全体で PDN と呼ばれま
す 1)。この PDN の性能指標の一つに、IC の電源端子から PDN をみたときのインピーダンス（電源イ
ンピーダンス）があります。電源インピーダンスの小さい PDN ほど、電流供給性能が良く、電源品位
（Power Integrity ：以下 PI）が高いといえます。また、６章で述べたように、電源インピーダンスが小
さいほど、IC の電源電流が変化したときの電圧変動も小さくなります。
大規模・高速な IC では、電源電流の変化が激しく周波数も高いために、電源インピーダンスを広い
周波数範囲で小さくする必要があります。このような場合には、一つのコンデンサでは必要なインピー
ダンスを実現できないため、図 8-1 に示すように複数のコンデンサを階層的に配置して目標の電源イ
ンピーダンスを実現します。このインピーダンスは、ターゲットインピーダンスと呼ばれます。ここではタ
ーゲットインピーダンスを満足させるためのコンデンサの階層配置の考え方を説明します。
オンチップ キャパシタンス
パッケージ コンデンサ
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チップ（半導体）
パッケージ
ボード コンデンサ
バルク コンデンサ
PCB
電源モジュール
もしくは電源コネクタ
図 8-1 デカップリングコンデンサの配置の例
8.1 デカップリングコンデンサの階層配置
図 8-1 のようにコンデンサが階層的に配置されるとき、各コンデンサは置かれる場所によって図 8-1
のように呼ばれ、図 8-2 のように接続されています 15)。このうちオンチップキャパシタンス（シリコン上に
形成される静電容量）は部品ではないのですが、同一の機能を分担しているという観点から記載して
います。
これらのコンデンサは、PDN の電流供給機能の観点からは、いずれも「電荷のため池」として機能
しています。すなわち、局所的な電流要求を半導体の近くで瞬間的にまかなうことで、電源モジュール
が応答するまでの時間、電圧を維持しています。また、電源インピーダンスの周波数特性の観点から
は、周波数が高くなるにつれて電源モジュールだけではインピーダンスが高くなるので、IC の近くにコ
ンデンサを配置して、高周波部分のインピーダンスを下げているともいえます。
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PCB
パッケージ
応答遅れ
ケーブルなど
ボード配線など
ソケット・BGA
ボード配線など
ワイヤーボンディング
半導体内配線
パッケージ配線など
電流変動
半導体
I
電源
t
バルク
コンデンサ
ボード
コンデンサ
パッケージ
コンデンサ
オンチップ
キャパシタンス
図 8-2 コンデンサからの電流の供給モデル
７章で述べたように、IC からみた電源インピーダンスには、コンデンサだけではなく配線のインダク
タンスを考慮する必要があります。図 8-2 では、半導体と各コンデンサの間の配線の影響を、インダク
タンスで表しています（簡単のために、配線の静電容量や抵抗分は無視しています）。遠方に配置し
たコンデンサは配線のインダクタンスが大きくなるため、高周波ではインピーダンスを小さくすることが
できません。反対に、半導体に近いコンデンサでは、高周波まで有効に機能することが期待できま
す。
この意味で、オンチップキャパシタンスで十分な静電容量を得ることができれば、電源インピーダン
スを下げる上では理想的なのですが、現実にはスペースの関係で実現が困難です。このため、図 8-2
に示すように、半導体の近くから遠方にかけてコンデンサを階層的に配置して、目標の電源インピー
ダンスを達成することになります。
8.2 PDN のインピーダンス
IC の動作に必要な電源インピーダンスの目標値はターゲットインピーダンス(ZT)と呼ばれており、図
8-3 に示すように必要な周波数範囲で目標値以下にする必要があります（図では目標を一定値にしま
したが、周波数により異なる場合もあります）。
PDN は電源とデカップリングコンデンサ、それらを接続する配線などにより構成されていますが、こ
れら全体で、ターゲットインピーダンスを満たすように設計します。（ターゲットインピーダンスは IC や
回路の動作を考慮して設定されるものですが、明示されない場合もあります。このときの設定の目安は
8.7 項で紹介します。）
電源インピーダンスは、図 8-2 のモデルではシリコンウェハ上のトランジスタからみたインピーダンス
で表すのが理想ですが、ウェハ上で測定することは現実的ではありませんので、現実にはパッケージ
の BGA 端子や PCB 上の電源パッドなど、測定点を定めて表す必要があります（一般に、この値は測
定場所によって変わります）。以下の説明ではとくに断らない限り、半導体素子からみた（現実には測
れない仮想の）インピーダンスを表すものとします。
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インピーダンス
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ターゲットインピーダンス
ZT
測定
電源インピーダンス
周波数
IC動作に必要な
最大周波数
fT
図 8-3 ターゲットインピーダンス
8.3 コンデンサの階層配置
図 8-2 に示したようにコンデンサを階層配置したときの PDN 全体のインピーダンスの周波数特性は、
図 8-4 のようになります。各コンデンサがカバーする周波数範囲を組み合わせて、全体でターゲットイ
の応
電源
サ
答遅
デン
れ
ンス
B配
線に
シタ
コン
PC
ャパ
ルク
ンサ
サ
デン
ンデ
ン
ジコ
プキ
ケー
チッ
オン
パッ
ドコ
ボー
バ
よる
ソケ
限界
via ット
によ やB
る 限 GA
半
界 、PC
導体
B配
パ
線
ッケ の バ
半
ー
ン
導
ジ配 プ
電 体上
や
源配 の
線
によ
線の
る限
限
界
界
ンピーダンスを満足するようにします 1)。
logZ
ターゲット
インピーダンス
ZT
太線：コンデンサを組み合わせて達成されるインピーダンス
logf
C39J.pdf
fT
図 8-4 コンデンサを組み合わせたときのインピーダンスの模式図
図 8-4 に示した各コンデンサのインピーダンスは、部品単独のインピーダンスではなく、図 8-5 に示
すように、半導体素子からコンデンサまでの配線の影響も含んでいます。このとき半導体素子からこの
コンデンサをみたときのインピーダンスの周波数特性は、図 8-6 に示すように概略 V 字型の曲線となり
ます（簡単のために、配線のキャパシタンスは無視しています）。
この曲線がターゲットインピーダンス ZT を満足する範囲を、ここではコンデンサの有効周波数範囲と
呼ぶことにします。図 8-6 に示すように、有効周波数範囲の下限 fmin はコンデンサの静電容量 Ccap に、
上限 fmax はコンデンサのインダクタンス ESLtotal により制約されることになります。この ESLtotal には、コン
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デンサのインダクタンス ESLcap と配線のインダクタンス Lline が含まれています。またこの ESLcap には、コ
ンデンサ自身の ESL と、コンデンサを取り付けるパッドや via のインダクタンスが含まれています。
（
Rline Lline
）
Ccap
Ccap
ESLtotal
デジタルIC
（半導体素子）
ESLcap
ESRtotal
ESRcap
コンデンサ
デジタルICからみた
インピーダンスの等価回路
配線
図 8-5 １つのコンデンサの等価回路
1
2π
p
ca
Ccap
|Z
|=
2
fC
log |Z|
fE
SL
to
ta
l
|=
|Z
有効周波数範囲
π
ZT
ESLtotal
ESRtotl
ESRtota l
デジタルICからみた
インピーダンスの等価回路
fmin =
1
2π ⋅ ZT ⋅ Ccap
fmax =
ZT
2π ⋅ ESLtotal
log f
図 8-6 １つのコンデンサのインピーダンスの周波数特性
図 8-6 よりわかるように、コンデンサの有効周波数範囲は、ZT が大きいときは広く、ZT が小さいときは
狭くなります。
なお、コンデンサのインピーダンスの下限は ESRtotal により制約されます。ZT が小さい電源には、
ESR が少なくとも ZT よりも小さいコンデンサを使う必要があります。
コンデンサの階層の接続部では、図 8-7 に示すように低周波側のコンデンサ（コンデンサ１）と高周
波側のコンデンサ（コンデンサ２）の有効周波数範囲が重なるように（隙間ができないように）組み合わ
せます。このため、たとえば低周波側のコンデンサの ESLtotal が変わると、高周波側コンデンサに必要
な静電容量も変わることになります。
また、図 8-4 に示したように、周波数の接続部分ではインピーダンスが増大する場合があります。こ
れは３章で述べたようにコンデンサ同士が反共振を生じる場合があるためです。従って、有効周波数
範囲の接続はある程度マージンを持って設定する必要があります。
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コンデンサ１の有効周波数範囲
コンデンサ２の有効周波数範囲
log |Z|
ZT
fmin −2
1
=
2π ⋅ ZT ⋅ CCap −2
fmax −1 =
コンデンサ１のインピーダンス
ZT
2π ⋅ ESLtotal −1
コンデンサ2のインピーダンス
log f
Ccap-1
Ccap-2
ESLtotal-1
ESLtotal-2
ESRtotal-1
ESRtotal-2
コンデンサ１の等価回路
コンデンサ２の等価回路
図 8-7 コンデンサのインピーダンスの階層接続
一方、先に述べたように、コンデンサの有効周波数範囲はターゲットインピーダンスの高低により大
きく変化します。IC の電流変化が小さい場合など、ターゲットインピーダンスが比較的高いときは有効
周波数範囲が広がりますので、階層の省略が可能です。また、ボードコンデンサに容量が大きく ESL
の小さいコンデンサを用いると、有効周波数範囲が広がりますので、前後のバルクコンデンサやパッケ
ージコンデンサをなくしたり、個数を減らせる可能性があります。
図 8-8 に階層省略の例を示します。
ZT
log |Z|
電源
ボード
コンデンサ
オンチップ
キャパシタンス
log f
(a) ターゲットインピーダンスが高いとき
log |Z|
ZT
電源
バルク
コンデンサ
ボード
コンデンサ
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オンチップ
パッケージ キャパシタンス
コンデンサ
log f
(b) ターゲットインピーダンスが低いとき
図 8-8 コンデンサの階層構成例
65
お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
8.4 PCB 上のターゲットインピーダンス
図 8-2 に示したコンデンサの階層の中で、オンチップキャパシタンスやパッケージコンデンサは IC
に搭載されて提供されますので、PCB 設計の段階でコントロールすることはできません。
そこで通常は、オンチップキャパシタンスやパッケージコンデンサのカバーする周波数の下限を、
PCB 設計時のターゲットインピーダンスの上限周波数 fT@PCB として考え、IC パッケージから外部に出
た電源端子で実現するターゲットインピーダンスの上限周波数とします。この周波数は、通常は
10MHz∼100MHz 程度であると考えられます。
PCB 上のデカップリングコンデンサの設計では、この fT@PCB までターゲットインピーダンスを満足す
ることが目標となります（必ずしも、IC 動作の最大周波数を目標とする必要はありません）。また、このと
きのインピーダンスの測定点は、IC パッケージの電源端子となります。
以下の項では、PCB 上の階層で使われるコンデンサと、その使い方の解説を行います。
8.5 バルクコンデンサ
バルクコンデンサは低周波域のインピーダンスをカバーする大容量のコンデンサを指します。電源
供給部の１箇所に配置され、電源モジュールの平滑コンデンサを兼ねている場合もあります。
図 8-6 に示したようにコンデンサのインピーダンスの下限は ESR に、有効周波数範囲の上限は
ESL と配線インダクタンスに制約されます。従って、ESR や ESL の小さいコンデンサを使うと、より高
周波を分担するボードコンデンサの容量を減らしたり、コンデンサを配置するレイアウトの自由度を大
きくできることになります。
図 8-9 に、電解コンデンサと MLCC のインピーダンスを比較した例を示します。ここでは 2.2μF の
コンデンサ同士で比較していますが、導電性高分子を使った低 ESR のコンデンサであっても、
10MHz 以上の周波数域のインピーダンスは MLCC に比べて大きくなっています。これは、MLCC の
ESL が小さく、有効周波数範囲の上限が高いことを示しています。
アルミ電解コンデンサ
導電性高分子コンデンサ
MLCC
図 8-9 電解コンデンサと MLCC のインピーダンスの比較
8.6 ボードコンデンサ
バルクコンデンサの機能しない、より高周波域のインピーダンスは、IC 近くの PCB 上に配置された
ボードコンデンサが担当します。通常、このコンデンサには MLCC が使われます。比較的小規模・低
速の IC では１つのコンデンサで十分ですが、ターゲットインピーダンスが低い高性能な IC では、図
66
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
・当カタログには、代表的な仕様しか記載しておりませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様が記載されている納入仕様書の内容をご確認いただくか承認図の取交しをお願いします。
2010.7.20
8-10 に示すように複数のコンデンサが並列に使われる場合があります 2)。
比較的大きな実装スペースが必要
狙いのインピーダンスを達成す
るには静電容量の細かな調整
が必要
IC
（ノイズ源）
電源供給線
IC
（ノイズ源）
電源供給線
積層セラミック
コンデンサ
0.1μF×10個
積層セラミックコンデンサ
1μF+10000pF+1000pF+100pF
(a)
(b)
異なる容量のコンデンサを並列に取り
付け、自己共振周波数の違いを利用し
て有効周波数範囲を広げる場合
同一容量の多数のコンデンサを並列に
取り付け、並列効果を利用して有効周
波数範囲を広げる場合
図 8-10 ボードコンデンサの並列配置の例
図 8-10 (a)は、静電容量の異なるコンデンサを組み合わせるものです。コンデンサが自己共振周波
数付近で低インピーダンスとなる性質を利用し、自己共振周波数の異なるコンデンサ同士を組み合わ
せて、広い周波数範囲で低インピーダンスとすることを狙うものです。
このとき、３章で述べたように、コンデンサの自己共振周波数の「狭間」で反共振が生じて、インピー
ダンスが小さくならない場合がありますので留意が必要です。図 8-11 に、１μF、10000pF、1000pF、
100pF の４個のコンデンサを並列に使ったときの合成インピーダンスの例を示します。インピーダンス
の周波数特性は波をうっており、反共振の周波数では、１μF のコンデンサ１個の場合よりもインピー
ダンスが高くなる場合があります。
100p
F
1000
pF
1000
0pF
1μ F
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1μ F+10000pF+1000pF+100pFの
合成インピーダンス
図 8-11 容量の違うコンデンサを並列に使ったときの合成インピーダンス（計算値）
図 8-10 (b)は同一容量のコンデンサを並列に使う場合です。この場合は、図 8-12 に計算結果を示
すように反共振の不具合は比較的発生しにくくなります（コンデンサ間の配線は無視できるとして算出
しています）。この方法では、コンデンサのインピーダンスが並列になる効果のほかに、パッドや via の
インピーダンスも並列になる効果もあります（コンデンサごとに via を設ける場合です）。また、個数が増
えますので、比較的静電容量を大きくしやすいという利点もあります。
反面、コンデンサの個数が増大し、スペースやコストが増大するデメリットがあります。また、面積が
増えると共にコンデンサの搭載位置が比較的遠方になりますので、配線のインピーダンスによってコン
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デンサの効きが悪くなり、コンデンサの個数を増やす効果が次第に小さくなる傾向があります。
0.1μ
F×
1個
1μ F
×１
個
0.1μ F×10個使用時の
合成インピーダンス
図 8-12 同一容量のコンデンサを並列に使ったときのインピーダンス（計算値）
図８-10 に示した方法では支障がある場合、４章で示した低 ESL のコンデンサを使うと、コンデンサ
の個数を増やすのと同一の効果が１つのコンデンサで得られますので、スペースやコストの面で有利
です。図 8-13 に、MLCC を複数使ったときと、低 ESL コンデンサを１つ使ったときのインピーダンスの
比較を示します。低 ESL コンデンサ１個で、MLCC を 10 個並列に使ったときと同等のインピーダンス
が実現できています。
MLCC
1μ F×１個
低ESLコンデンサ
（LLA）1μ F×１個
MLCC 0.1μ F×10個使用時の
合成インピーダンス
図 8-13 MLCC を並列に使った場合と低 ESL コンデンサの比較（計算値）
8.7 コンデンサの容量設計
ターゲットインピーダンスから、バルクコンデンサやボードコンデンサの静電容量をごくおおまかに設
定する例を以下に示します。図 8-14 に示すように、電源モジュールから IC までの間に、バルクコンデ
ンサとボードコンデンサを配置する場合を考えます。配線は MSL で形成されており、各コンデンサの
搭載位置はおおまかに決まっているものとします。
電源
電源モジュール
もしくは電源コネ
クタ
バルクコンデンサ
容量はCbulk
IC
グラウンド
ボードコンデンサ
トータル容量Cboad
残留インダクタンスESLcap
図 8-14 コンデンサの容量の設計をするモデル
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2010.7.20
8.7.1 ターゲットインピーダンスの設定
最初に、図 8-15 のようにターゲットインピーダンス ZT を設定します。あらかじめ IC の動作に必要な
電源インピーダンスの目標値と最大周波数がわかっているときは、その値を使います。これがわかって
いないときは、以下の式で設定します。
ZT =
∆V
∆I
(8-1)
ここでΔV は IC の最大許容リップル電圧、ΔI は定常状態から変動する最大過渡電流です（不明
の場合は、IC の最大電流値の半分程度とします 16)
17)）。Z の最大周波数 f
T
T@PCB は、IC
の動作速度
により異なると考えられます。不明のときは、100MHz 程度にします。
impedance (ohm)
10
1
Z0.1T
0.01
0.001
0.001
0.01
0.1
1
frequency (MHz)
100
fT@PCB
10
1000
図 8-15 ターゲットインピーダンスの設定
8.7.2 バルクコンデンサの容量設定
続いて、低周波側からコンデンサの容量設定をしていきます。最初はバルクコンデンサです。図
8-16 にモデルを示します。
電源モジュールが理想的に働き、バルクコンデンサ搭載位置においてターゲットインピーダンスを
満たせなくなる主な要因が、電源モジュールから回路までのケーブルやプリント配線のインダクタンス
であるとみなせるときは、このインダクタンスを LPower として、２章で示したようにバルクコンデンサの容
量 Cbulk は次のように設定できます。
C bulk ≥
LPower
2
ZT
(8-2)
配線がプリント配線だけのときは、LPower の見積もりには７章で示した以下の式が使えます。
Lline
h
= 0.4l  
w 
0.6
× 10 − 6
(H)
(7-3)
ここで、h は MSL の誘電体の厚み、w は配線の幅、l は配線の長さです。
なお、電源モジュール自身の応答特性が無視できないときは、式(8-3)の Lpower に、この分のインダ
クタンス LpowerResponce を見込む必要があります。概数としては、６章で示したようにインダクタンスの時定
数から、以下のように設定します。
LPowe Re sponce = Z T ⋅t Power Re sponce
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(8-3)
ここで tpowerResponce は電源モジュールの応答時間です。
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バルクコンデンサ
搭載位置で見た
電源のインダクタンス
LPower
バルクコンデンサまでの
配線のインダクタンス
h
Lline = 0.4l  
w 
0.6
× 10 −6
IC
電源
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グラウンド
長さ l
バルクコンデンサの
容量設定
Cbulk ≥
w
LPower
ZT
h
電源モジュール
もしくは電源コネ
クタ
2
配線断面構造
グラウンド層
バルクコンデンサ
容量はCbulk
f = ZT/2πLPower
10
電源の応答特性
バルクコンデンサの
静電容量の特性
impedance (ohm)
1
0.1
0.01
0.001
0.001
f = 1/2πZTCbulk
0.01
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
1000
図 8-16 バルクコンデンサの容量設定
8.7.3 ボードコンデンサの設定
次に、図 8-17 に示すように、ボードコンデンサの容量 Cboad の設定をします。バルクコンデンサから
ボードコンデンサまでの配線のインダクタンスを Lbulk としますと、ボードコンデンサ搭載箇所で必要と
なる静電容量は、(8-2)式と同様に
C boad ≥
Lbulk
2
ZT
(8-4)
となります。なお、この Lbulk には、厳密にはバルクコンデンサの ESL や、IC からバルクコンデンサ
までの全ての配線のインダクタンスを含めますが、図 8-17 ではバルクコンデンサとボードコンデンサの
間の配線だけで代表させています。
70
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ボードコンデンサまでの
配線のインダクタンス
h
Lbulk = 0.4l  
w 
0 .6
× 10 −6
IC
電源
2010.7.20
グラウンド
長さ l
ボードコンデンサの
容量設定
Cboad ≥
w
電源モジュール
もしくは電源コネ
クタ
Lbulk
ZT
2
配線断面構造
h
グラウンド層
ボードコンデンサ
トータル容量Cboad
残留インダクタンスESLcap
ボードコンデンサの静電容量の特性
10
impedance (ohm)
電源の応答特性
1
0.1
0.01
バルクコンデンサの配線のLbulkの特性
0.001
0.001
0.01
0.1
1
10
frequency (MHz)
100
1000
図 8-17 ボードコンデンサの容量設定
8.7.4 ボードコンデンサの配置
続いて、ボードコンデンサの配置をします。図 8-18 に示すように、IC の電源端子からの距離が７章
で述べた最大許容配線長 lmax 以内になるように、ボードコンデンサを配置すると、fT@PCB までの周波数
で、ZT を満足させることができるようになります。
l max ≅ 0.4
Z T − 2πf T @ PCB ESLcap
h
f T @ PCB  
w 
0 .6
× 10 6
(m)
C39J.pdf
(7-5)
ここで、ESLcap はボードコンデンサの ESL で、コンデンサ自身の ESL に加えて、コンデンサを取り
付けるパッドや via のインダクタンス（ESLPCB)も含んでいます。
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IC
電源
w
最大許容配線長 lmax を考慮して
ボードコンデンサを選び配置
l max ≅ 0.4
ZT − 2πfT @ PCB ESLcap
h
fT @ PCB  
w 
0 .6
配線断面構造
h
グラウンド
lmax
グラウンド層
ボードコンデンサ
トータル容量Cboad
残留インダクタンスESLcap
lmax内に配置
× 10 6
10
impedance (ohm)
電源の応答特性
1
0.1
0.01
0.001
0.001
バルクコンデンサの特性
0.01
0.1
ボードコンデンサの
インダクタンスの特性
1
10
frequency (MHz)
100
1000
fT＠PCB
図 8-18 ボードコンデンサの配置
8.7.5 ESLcap を小さくするには
ターゲットインピーダンスによっては、１個のコンデンサでは妥当な長さの lmax が得られず、ターゲット
インピーダンスが達成できないことがあります。このような場合には、図 8-19 の左の図に示すように、複
数のコンデンサを並列に使うことで等価的に ESLcap を小さくし、lmax を拡大する必要があります。また、
４章で述べた低 ESL のコンデンサを使うことも、同様に効果的です。
破線：ボードコンデンサに
低ESLコンデンサ１個を使う場合
lmaxの範囲内にCboad以上の容量を
持つコンデンサを配置すればよい
実線：ボードコンデンサに
複数のMLCCを組み合わせて
使う場合
impedance (ohm)
１つのコンデンサでは lmaxが存
在しないときは複数のコンデン
サを組み合わせてESLcapを小さ
くし、lmaxを拡大するする必要が
ある。トータル容量はCboad以上
にする。
このとき反共振が小さくなるよう
に容量の組合せを調整する
MLCCを組み合わせるときは反共
振の部分でターゲットインピーダン
スを超えないようにする
10
lmax
1
0.1
0.01
0.001
0.001
0.01
0.1
1
frequency (MHz)
図 8-19 ESLcap の削減
以上の手順をまとめますと、図 8-20 のようになります。
72
10
100
1000
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バルクコンデンサ
搭載位置で見た
電源のインダクタンス
STEP 1
ターゲットインピーダンスの設定
∆V
ZT =
∆I
ΔV: 最大許容リップル電圧
ΔI: 電流変動（不明のときは定格電流の半分）
LPower
コンデンサまでの
配線のインダクタンス
h
Lline = 0.4l  
w 
w
h
電源モジュール
もしくは電源コネ
クタ
不明のときは100MHz
STEP 4
STEP 5
ボードコンデンサの
容量設定
最大許容配線長 lmax を考慮して
ボードコンデンサを選び配置
Cbulk ≥
ZT
Cboad ≥
2
ZT
l max ≅ 0.4
2
ZT − 2πfT @ PCB ESLcap
h
fT @ PCB  
w 
0 .6
impedance (ohm)
10
1
0.1
配線断面構造
バルクコンデンサ
容量はCbulk
バルクコンデンサの
容量設定
Lbulk
IC
電源
グラウンド層
STEP 3
LPower
× 10 −6
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グラウンド
長さ l
STEP 2
IC電源端子での最大周波数 fTの設定
0.6
lmax
ボードコンデンサ
トータル容量Cboad
残留インダクタンスESLcap
lmax内に配置
破線：ボードコンデンサに
低ESLコンデンサ１個を使う場合
× 10 6
lmaxの範囲内にCboad以上の容量を持
つコンデンサを配置する
実線：ボードコンデンサに
MLCCを組み合わせて使う場合
ZT
lmax
0.01
0.001
0.001
MLCCを組み合わせる場合は
反共振の調整が必要
0.01
0.1
1
10
frequency (MHz)
fT@PCB
100
1000
C39J.pdf
１つのコンデンサでは lmaxが存在しな
いときは複数のコンデンサを組み合
わせてESLcapを小さくし、lmaxを拡大す
る。トータル容量はCboad以上にする。
このとき反共振が小さくなるように容
量の組み合せを調整する
図 8-20 ターゲットインピーダンスを達成するためのコンデンサの設計の例
8.8 極低インピーダンスの PDN を作るには
大規模 CPU のコア電源など、低電圧・大電流・高速レスポンスを同時に要求される電源では、mΩ
オーダの低インピーダンスが必要になる場合があります。このような場合は、各階層で複数のコンデン
サを組み合わせて、並列効果を使って目標のインピーダンスを実現する必要があります。この場合、コ
ンデンサの個数や電源端子が極端に増え、電源配線形状も複雑になるので、インピーダンスの設計
は複雑になります。４章で紹介した低 ESL コンデンサを使用すると、コンデンサの個数が減らせます
ので、電源設計がシンプルになり、スペース・コスト面でも有利となる場合があります。図 8-21 に、各種
コンデンサを組み合わせた極低インピーダンス設計の例を示します。
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impedance (mohm)
100
PDN設計目標
PDN設計目標
DC-50M Hz 5mΩ
5mΩ
DC-50MHz
10
1
電源の内部インピーダンス2mΩ
電源の内部インピーダンス2mΩ
LLPower
10nHと想定
10nHと想定
LPowerDelay
Power
0.1
0.001
0.01
汎用コンデンサ
36
36個
0.1
1
frequency (MHz)
100
ＬＷ
汎用＋LW逆転コンデンサ
16
16個
汎用コンデンサ
有機高分子コンデンサ 330μ F
MLCC 10μ
10μ F
MLCC
10
1000
汎用＋３端子コンデンサ
16
16個
ESL
低ESLコンデンサ
LW
LW逆転コンデンサ
100μ
100μ FF
100μ FF
３端子コンデンサ 100μ
MLCC 100μ
100μ F
MLCC
図 8-21 コンデンサを組み合わせた極低インピーダンス設計の例
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９．まとめ
このテキストでは、IC の電源で使われるデカップリング回路の構成と実装方法について説明してき
ました。ここではこの回路の使われる目的が、ノイズ除去と、IC の動作に必要な電流の供給（電源品
位：PI の達成）であると想定しています。デカップリング回路の性能指標として、ノイズ除去の観点では
主に挿入損失を、電源品位の観点では主にインピーダンスを用いて説明をしています。
各種のデカップリング回路を、ノイズ除去と電源品位の観点から比較し、並べたものを図１に示しま
す。IC の電源では、簡易にこの両者を達成する手段として MLCC が使われています。これを３端子コ
ンデンサや低 ESL コンデンサに置き換えますと、ノイズ除去と電源品位の双方で性能向上が期待で
きます。また、フェライトビーズなどのインダクタを追加しますと、ノイズ除去の観点で性能向上ができま
すが、電源インピーダンスが高くなる場合がありますので、その場合はコンデンサの増強が必要になり
ます。コンデンサとインダクタを組み合わせる段数を増やしますと、さらにノイズの減衰を大きくすること
ができます。回路で要求されるレベルに応じて、これらのフィルタを適用していただきたいと思います。
IC
電源用フィルタ
電源配線
MLCC
低ESL
３端子
コンデンサ コンデンサ
フェライト
ビーズ
電源インピーダンスの低さ（PI)
高PI＋高EMC
高PI
（＋高EMC）
超高EMC（＋高PI）
高EMC（＋高PI）
一般レベル
C39J.pdf
高EMC
ノイズ除去効果（EMC)
図１ 電源用フィルタの構成
ノイズ対策の観点から見た電源回路の特徴には、信号回路に比較して配線形状が複雑で特性イン
ピーダンス設計が容易でないこと、インピーダンスが極めて低い場合があること、ノイズ対策の対象と
なる周波数が音声帯域から GHz まで広範囲にわたること、多数の回路で共用されており影響範囲が
広いことなどが上げられます。このような回路でバイパスコンデンサを有効に機能させるには、高周波
で低インピーダンスとするための、インダクタンスの小さい実装構造や配線設計が必要になります。こ
のため、このテキストではコンデンサを取り付ける配線形状についてできるだけ取り上げました。電子
機器の設計の際、お役立ていただけましたら幸いです。
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お願い ・製品によっては、お守りいただかないと発煙、発火等にいたる可能性のある定格や 注意（保管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、取扱上の注意）を記載しておりますので、必ずご覧下さい。
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参考文献
1) 山本秀俊, "パワーインテグリティのためのコンデンサの適用," エレクトロニクス実装学会誌, vol.12 No.3,
May, 2009
2) 山本秀俊, "モバイル機器の電源ノイズ対策（前編）," pp.117-129, 電磁環境工学情報 EMC, 2007 9 月号,
No.233
3) Mark Montrose, 澁谷 昇 他 監訳, "プリント配線板の EMC 設計-わかりやすい設計・理論・レイアウト-,"
三松株式会社, 2006
4) Brian Young, "Digital Signal Integrity Modeling and Simulation with Interconnects and
Packages," Prentice Hall PTR, 2001
5) Clayton R. Paul, 佐藤 利三郎 監修, "EMC 概論," ミマツデータシステム, 1996
6) 久保寺忠, "高速ディジタル回路実装ノウハウ," CQ 出版, 2002
7) "デジタル回路における DC 電源ラインのノイズ対策," 村田製作所技術資料, TE13JT, 1996
8) 坂本幸夫, "よくわかる電源ラインの EMC・ノイズ対策設計," 日刊工業新聞社, 2006
9) "エミフィル®によるノイズ対策 応用の手引き," 村田製作所技術資料, 1986
10) Larry D. Smith, "Frequency Domain Target Impedance Method for Bypass Capacitor Selection
for
Power
Distribution
Systems",
pp.119-136,
Power
Distribution
Network
Design
Methodologies, IEC, 2008
11) 坂本幸夫, "図解 ノイズ対策部品と EMC 設計," 工業調査会, 2005
12) 坂井清司, "チップフェライトビーズ," pp.52-57, 電磁環境工学情報 EMC, 2007 11 月号 No.235
13) 池田哲夫, "電気理論 第２版," 森北出版 2006
14) 例えば、Stephan H. Hall, Garret W. Hall, James A. McCall, "High-speed Digital System Design;
A Handbook of Interconnect Theory and Design Practices," Wiley-Inter Science 2000
15) Mikhail Popovich, Andrey V. Mezhiba, Eby G. Friedman, "Power Distribution Networks with
On-chip Decoupling Capacitors," Springer, 2008
16) Madhavan Swaminathan, A. Ege Engin, "Power Integrity Modeling and Design for
Semiconductor and Systems," Prentice Hall PTR, 2008
17) 矢口貴宏,"プリント配線板のパワーインテグリティ設計," エレクトロニクス実装学会誌, vol.12 No.3, May,
2009
76
C39J.pdf
お願い
1 当カタログに記載の製品について、その故障や
誤動作が人命又は財産に危害を及ぼす恐れがあ
る等の理由により、高信頼性が要求される以下
の用途でのご使用をご検討の場合、又は、当カ
タログに記載された用途以外でのご使用をご検
討の場合は、必ず事前に弊社営業本部又は最寄
りの営業所までご連絡ください。
①航空機器
②宇宙機器
③海底機器
④発電所制御機器
⑤医療機器
⑥輸送機器（自動車、列車、船舶等）
⑦交通用信号機器
2 当カタログの記載内容は2010年7月現在のもの
です。
記載内容について、改良のため予告なく変更す
ることや供給を停止することがございますの
で、ご注文に際してはご確認ください。
記載内容にご不明の点がございましたら、弊社
営業本部又は最寄りの営業所までお問い合わせ
ください。
3 製品によっては、お守りいただかないと発煙、
発火等に至る可能性のある定格や 注意（保
管・使用環境、定格上の注意、実装上の注意、
取扱上の注意）を記載しておりますので、必ず
ご覧ください。
5 当カタログに記載の製品の使用もしくは当カタ
ログに記載の情報の使用に際して、弊社もしく
は第三者の知的財産権その他の権利にかかわる
問題が発生した場合は、弊社はその責を負うも
のではありません。また、これらの権利の実施
権の許諾を行うものではありません。
6 当カタログに記載の製品のうち、「外国為替及
び外国貿易法」に定める規制貨物等に該当する
ものについては、輸出する場合、同法に基づく
輸出許可が必要です。
7 弊社の製造工程では、モントリオール議定書で
規制されているオゾン層破壊物質（ODS）は一
切使用しておりません。
4 当カタログには、代表的な仕様しか記載してお
りませんので、ご注文にあたっては詳細な仕様
が記載されている納入仕様書の内容をご確認く
ださい。
⑧防災／防犯機器
⑨情報処理機器
⑩その他上記機器と同等の機器
www.murata.com
Cat. No. C39

低温焼成セラミック多層基板

ACライン用EMI除去フィルタ (PDF)

「ハンドル荒いよ！」 声で教えてバスのスリップ事故を防ぐ 渡邉PJ「三次

アフタースクール紹介

交通事故防止のお願い

TSUNET-1000E-LAP-FR AWG24-4P

これからの産学官連携 - ファインセラミックスセンター

76号（2014年9月発行）

小規模保育の募集人数（PDFファイル 162.4KB）