close

Enter

Log in using OpenID

周波数領域繰り返し PIC を用いる マルチコード DS

embedDownload
社団法人 電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,
INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS
信学技報
TECHNICAL REPORT OF IEICE
周波数領域繰り返し PIC を用いる
マルチコード DS-CDMA-MIMO 多重伝送における拡散率の影響
中島 昭範†, ガーグ ディープシカ†, 安達 文幸‡
東北大学大学院工学研究科電気・通信工学専攻
〒980-8579 仙台市青葉区荒巻字青葉 05
E-mail: †{nakajima, deep}@mobile.ecei.tohoku.ac.jp ‡[email protected]
あらまし 最近,限られた帯域幅での高速伝送技術としてマルチ送受信アンテナ(MIMO)多重が注目されている.
しかし,周波数選択性フェージングチャネルでは,シングルキャリア(SC)伝送を用いると厳しい符号間干渉により
伝送特性が大幅に劣化してしまう.筆者らはこれまで,DS-CDMA-MIMO 多重伝送を対象として周波数領域等化と
減算型並列干渉キャンセル(PIC)操作を繰り返すことで信号分離と共に周波数ダイバーシチ効果とアンテナダイ
バーシチ効果を得ることができる周波数領域繰り返し PIC を提案し,その伝送特性改善効果を明らかにした.本論
文では,周波数領域繰り返し PIC を用いるマルチコード DS-CDMA-MIMO 多重伝送におけるビット誤り率(BER)特
性を計算機シミュレーションにより求め,拡散率の影響を明らかにしている.
キーワード マルチコード DS-CDMA-MIMO 多重,周波数領域繰り返し PIC,移動通信
Effect of spreading factor for multicode DS-CDMA MIMO Multiplexing using
Frequency-domain Iterative Parallel Interference Cancellation
Akinori NAKAJIMA†
Deepshikha GARG†
and Fumiyuki ADACHI‡
Dept. of Electrical and Communication Engineering, Graduate School of Engineering, Tohoku University
05 Aza-Aoba, Aramaki, Aoba-ku, Sendai, 980-8579 Japan
E-mail: †{nakajima, deep}@mobile.ecei.tohoku.ac.jp, ‡[email protected]
Abstract Recently, multi-input multi-output (MIMO) multiplexing is gaining much attention for achieving very high
speed data communications with limited bandwidth. However, in a frequency-selective fading channel, the performance of
single-carrier (SC) transmission significantly degrades due to severe inter-symbol interference. We have proposed a
frequency-domain iterative parallel interference cancellation (PIC), that performs frequency-domain equalization and PIC in an
iterative fashion, for separating the signals transmitted from different antennas while achieving the frequency diversity gain
and antenna diversity effect and evaluated its performance improvement in DS-CDMA-MIMO multiplexing. In this paper, the
bit error rate (BER) performance of multicode DS-CDMA MIMO multiplexing with the frequency-domain iterative PIC in a
frequency-selective Rayleigh fading environment is evaluated by computer simulation and the effect of spreading factor is
discussed.
Keyword DS-CDMA-MIMO multiplexing, frequency-domain equalization, parallel interference cancellation, mobile radio
1. ま え が き
次 世 代 の 移 動 通 信 シス テム では, 多 様 な ブロ ー ド バン ド
マルチメディア 情 報 の 提 供 が 期 待 されてお り, 超 高 速 無 線
伝 送 技 術 の 実 現 が 望 まれて い る[1] .しか し, 利 用 で きる無
線 帯 域 幅 が 限 ら れて い る た め, 周 波 数 利 用 効 率 の 高 い 無
線 伝 送 技 術 の開 発 が必 要 である.有 望 な技 術 として知 られ
ているもの に,マル チ 送 受 信 アンテナ(MIMO: Multi-Input
Multi-Output) 多 重 [2-4] があ る.MIMO 多 重 では,送 信 デ
ータ系 列 を複 数 の並 列 系 列 に変 換 し,それぞれを異 なる送
信 アンテナから同 一 の搬 送 波 周 波 数 を 用 いて同 時 送 信 す
る. 受 信 機 では, 重 畳 さ れた 信 号 を 分 離 し た 後 , 復 調 を 行
う.
ところで,移 動 無 線 チャネルは遅 延 時 間 の異 なる多 数 の
独 立 パスから 構 成 されてい る .このようなチャ ネルは周 波 数
選 択 性 チャネルと呼 ばれ,シングルキャリア(SC)伝 送 では厳
しい符 号 間 干 渉 により伝 送 特 性 が大 幅 に劣 化 してしまう
[5,6].そこで,最 近 では,直 交 周 波 数 分 割 多 重 (OFDM)[7]
やマルチキャリア符 号 分 割 多 元 接 続 (MC-CDMA)[8]といっ
たマルチキャリア 伝 送 が 注 目 されるよう になっ た.しか し, マ
ルチキャリア伝 送 では送 信 信 号 のピーク対 平 均 信 号 電 力
比 (PAPR: Peak-to-Average Power Ratio)が大 きくなるので,
線 形 電 力 増 幅 器 の 負 担 が 増 加 し てし まう 問 題 が あ る. そこ
で , 最 近 , 周 波 数 領 域 等 化 (FDE: Frequency-domain
Equalization)[9,10]を用 いる SC 伝 送 が注 目 されている.SC
伝 送 では,PAPR の 問 題 が 少 ないという利 点 がある.また,
筆 者 らはスペクトル拡 散 を用 いる SC すなわち DS-CDMA に
おける FDE の研 究 を進 めており,FDE を用 いる DS-CDMA
は MC-CDMA と同 等 の特 性 を得 ることができることを報 告 し
ている[11].
これまで筆 者 らは,周 波 数 非 選 択 性 チャネルにおける SC
伝 送 を対 象 に MIMO 多 重 伝 送 における繰 り返 し減 算 型 並
列 干 渉 キャンセル(PIC)を提 案 し,繰 り 返 しによる 改 善 効 果
を明 らかにした[12].文 献 [12]では,PIC 出 力 の信 頼 性 の高
い軟 判 定 値 系 列 を PIC に帰 還 させ干 渉 減 算 を繰 り返 す繰
り返 し PIC について述 べている.繰 り返 し PIC では,軟 判 定
値 系 列 より干 渉 レプリカを生 成 し,判 定 対 象 とするアンテナ
からの送 信 系 列 以 外 の送 信 系 列 を干 渉 として扱 って受 信
信 号 から減 算 することで,MIMO チャネルを送 信 アンテナと
同 数 の SIMO チ ャ ネ ル へ と 変 換 す る . さ ら に 筆 者 ら は ,
DS-CDMA-MIMO 多 重 伝 送 を対 象 として,周 波 数 領 域 に
おける繰 り返 し PIC を検 討 し,周 波 数 領 域 等 化 と PIC 操 作
を繰り返すことで信号分離と共に周波数ダイバーシチ
効果とアンテナダイバーシチ効果を得ることができる
周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC を提 案 した[13,14].文 献 [13]では,
拡 散 率 SF=1 における伝 送 特 性 と繰 り返 し効 果 について,
一 方 , 文 献 [14] では,コー ド 多 重 数 の 影 響 に つ いて 明 ら か
に し て い る . し か し , 拡 散 率 に よ る 影 響 に つ い て は これ ま で
検 討 していなかった.そこで,本 論 文 では,周 波 数 領 域 繰 り
返 し PIC を用 いるマルチコード DS-CDMA-MIMO 多 重 伝 送
のビット誤 り率 (BER)特 性 を 計 算 機 シミュレーションにより求
め,拡 散 率 の影 響 を明 らかにする.本 論 文 の構 成 は以 下 の
ようになっている.第 2 章 では,マルチコード DS-CDMA にお
ける周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC を用 いる MIMO 多 重 伝 送 系
について述 べている.第 3 章 では,計 算 機 シミュレーションに
より求 めた周 波 数 選 択 性 レイリーフェージングチャネルにお
ける平 均 BER 特 性 について述 べ,拡 散 率 の影 響 について
考 察 している.第 4 章 はむすびである.
2. 周 波 数 領 域 繰 り 返 し PIC を 用 い る マ ル チ コ
ー ド DS-CDMA-MIMO 多 重 伝 送 系
2.1. 送 信 信 号 と受 信 信 号
け る 受 信 信 号 ベ ク ト ル R (k ) = [ R0 ( k ),, RN r −1 (k )]T は 次 式 で
表 すことができる.
R (k ) = 2 Ec Tc H (k )S(k ) + Π (k ) (3)
ここで,H(k)は第 k 周 波 数 における N r 行 N t 列 複 素 チャネル
利 得 行 列 であり,S(k)及 び Π(k)はそれぞれ第 k 周 波 数 にお
ける N t 次 元 信 号 ベクトル及 び N r 次 元 雑 音 ベクトルであり,
次 式 で与 えられる.
Multicode Spreading & Scrambling
c0 (t ′)
Scramble-sequence
・・・
S/P
S/P
cC −1 (t ′)
・・・
cscr (t ′)
Data
…
Σ
Nt Antennas
+GI
Walsh-Hadamard codes
(a) Transmitter
Frequency-domain iterative PIC
Multicode Despreading & De・scrambling
Nr Antennas
Σ
Received
Data
…
Σ
Multicode Spreading & Scrambling
c0 (t ′)
(2)
cC −1 (t ′)
S/P
Σ
Soft symbol
Decision
cscr (t ′)
…
N
S/P
FFT
・・・
PIC
M×N
N
cC* −1 (t ′)
P/S
(3)
N
P/S
・・・
1D FDE
IFFT
(4)
M×N
Ch.Est.
Nc
N
2D FDE
c*scr (t ′)
・・
・
M
-GI
c0* (t ′)
(1)
・・
・
にして生 成 されたマルチコードチップ系 列 s (t ′) を送 信 アンテ
ナと同 数 (すなわち N t 個 )の並 列 チップ系 列 {s n (t); n=0~N t -1,
t=0~N c -1}に S/P 変 換 する.各 送 信 系 列 を N c 個 のチップか
らなる チップ ブロック に 分 割 し たのち, 各 ブロッ クの 後 尾 N g
チップエネルギー,T c はチップ長 である.
N t 本 のアンテナから 送 信 されたチップ信 号 は,それぞれ
遅 延 時 間 の異 なる L 個 の離 散 パスから構 成 される周 波 数 選
択 性 フェージングチャネルを伝 搬 し,N r 本 のアンテナで受 信
されるものとする. 受 信 機 で は,各 アンテナの受 信 チップ 系
列 から GI を取 り除 いた後 に N c ポイント FFT を適 用 して,受
信 信 号 を N c 個 の周 波 数 成 分 に分 解 する.第 k 周 波 数 にお
FFT
拡 散 符 号 であり, cscr (t ′) はスクランブル符 号 である.このよう
(2)
ここで, s(t ) = [ s0 (t ),, s N t −1 (t )]T ,E c は 1 アンテナ当 たりの 1
・・・
ここで, c c (t ′) ( t ′ =0~N c N t -1,c=0~C-1)は第 c 番 目 の直 交
~s (t ) = 2 E T s(t mod N )
c c
c
・・
・
ªC −1
º
s(t ′) = « ¦ d c ( ¬t ′ SF ¼)cc (t′ mod SF )»cscr (t′) (1)
¬« c =0
¼»
N t −1
t=-N g ~N c -1, の等 価 低 域 表 現 は次 式 で表 される.
・・・
Serial-to-Parallel)変 換 して,それぞれを C 個 の拡 散 率 SF
の直 交 拡 散 符 号 を用 いて拡 散 した上 でコード多 重 するマル
チコード拡 散 (multicode spreading)を行 う.その後 ,マルチ
コ ード 拡 散 信 号 を 雑 音 化 す るた め にス ク ランブル 符 号 を 乗
算 (スクランブリング)する.マルチコード拡 散 とスクランブリン
グによって得 られたチップ系 列 s (t ′) は次 式 のようになる.
0
・・
・
図 1 は送 信 アンテナ N t 本 ,受 信 アンテナ N r 本 を用 いる
マルチコード DS-CDMA-(N t ,N r )MIMO 多 重 伝 送 系 の構 成
である.本 論 文 では,チップ時 刻 毎 の離 散 表 現 を用 いる.
一 般 性 を失 うことなく,N t 個 の送 信 アンテナよりそれぞれ N c
チップの DS-CDMA データチップブロックを送 信 するものと
する.コード多 重 数 を C,拡 散 率 を SF とするとき,各 送 信 ア
ンテナから送 信 するシンボル数 は CN c /SF シンボルである.
送 信 機 では,まず 2 値 情 報 ビット系 列 を N t CN c /SF 個 のデー
タシ ン ボル 系 列 { d (n′) ; n′ =0~N t CN c /SF-1} に 変 換 す る ( な
お,本 論 文 では QPSK 変 調 を用 いている).次 に,データシ
ンボル系 列 を長 さが N t N c /SF シンボルの C 個 の並 列 系 列
{ d c (n) ; c=0~C-1, n=0~N t N c /SF-1} に 直 並 列 (S/P:
個 のチップをコピーしてブロックの先 頭 にガードインターバル
(GI)として挿 入 してチップフレームを生 成 する.図 2 に GI 挿
入 後 のフレーム構 成 を示 す.生 成 された N t 個 の並 列 チップ
フレーム系 列 を,各 々の送 信 アンテナから同 一 搬 送 波 周 波
数 を用 いて同 時 送 信 する.本 論 文 では各 アンテナから同 時
送 信 される N t 個 の信 号 をベクトル表 現 を用 いて表 す.時 刻 t
に お け る チ ッ プ 系 列 ベ ク ト ル ~s (t ) = [~
s (t ),, ~
s (t )]T ,
Nt T
(b) Receiver
図 1 周 波 数 領 域 繰 り 返 し PIC を 用 い る マ ル チ コ ー ド
DS-CDMA-(N t ,N r )MIMO 多 重 伝 送 系
Copy
GI
Ng chips
Nc chips
time
図 2 チップフレーム構 成
L −1
­
°H (k ) = ¦ h l exp(− j 2πτ l k / N c )
°
l =0
°
N c −1
°
®S (k ) = ¦ s(t ) exp(− j 2πtk / N c ) (4)
°
t =0
°
N c −1
°Π ( k ) =
¦ n(t ) exp(− j 2πtk / Nc )
°
t =0
¯
Start (i=0)
Nc-point FFT
R (k )
(1)
Two-dimensional
MMSE
~
(4)
(3)
R ( 0) ( k )
Frequency-domain
One-dimensional
Nc-point IFFT
PIC
MMSE
~s (i ) (t )
~
ˆ (i ) ( k )
Sˆ (i ) (t )
R (i ) ( k )
R
Nc-point FFT
P/S
sˆ (i ) (t )
~s (i ) (t ′)
S/P
ここで, h l は第 l パスにおける N r 行 N t 列 の複 素 パス利 得 行
列 である.本 論 文 では,ブロックフェージングを仮 定 し, 1 フ
レ ーム に わた って パス 利 得 は 変 動 し な い もの と して い る. τ l
は 第
l
Multicode
De・spreading
&
De・scrambling
パ ス の 遅 延 時 間 で あ る . ま た ,
~
d (i ) ( n′)
n (t ) = [n0 (t ), , n N r −1 (t )] は各 受 信 アンテナにおける加 法 性
T
白 色 ガウス 雑 音 (AWGN) ベクトルである.各 受 信 アンテナに
おける AWGN は独 立 で,平 均 0 ,分 散 2σ 2 =2N 0 /T c である.
ここで , N 0 は AW G N の 片 側 電 力 ス ペ ク トル 密 度 で あ る .
(2)
dˆ (i ) ( n′)
Soft symbol
Decision
i+1→i
For data-demodulation
図 3 周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC の動 作
2.2. 周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC
図 3 は周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC の動 作 を示 したものであ
る.初 回 の FDE では,周 波 数 選 択 性 チャネルによるチップ
間 干 渉 の 抑 圧 と 同 時 に 他 ア ンテナの 送 信 信 号 が 与 え る 干
渉 の抑 圧 を行 う. FDE 後 に IFFT を適 用 し N t 個 のフレーム
受 信 信 号 を得 る.これらを並 直 列 変 換 によって直 列 系 列 に
変 換 し,デ・スクランブリングとマルチコード逆 拡 散 を行 う.次
に逆 拡 散 操 作 によって軟 判 定 値 系 列 を得 る.初 回 の FDE
だけでは,残 留 干 渉 が大 きく,送 信 信 号 の推 定 精 度 が悪 い.
そのため, PIC と FDE を繰 り返 す.軟 判 定 の後 に,マルチコ
ー ド 拡 散 と ス ク ラ ンブ ル リ ン グ を 行 っ て 送 信 チ ッ プ 系 列 の レ
プリカを生 成 する.送 信 チップ系 列 のレプリカを直 並 列 変 換
によって並 列 系 列 に変 換 し, N t 個 の送 信 フレームのレプリカ
を生 成 する.これらのレプリカに N c ポイント FFT を適 用 して
N c 個 の周 波 数 成 分 を求 め,受 信 信 号 から差 し引 く.その後 ,
シングルアンテナ送 信 時 の等 化 重 みを用 いて再 び FDE を
行 う.以 上 を繰 り返 して行 うのが周 波 数 領 域 繰 り返 し PIC で
ある.以 下 にその詳 細 を述 べる.
以 下 では,繰 り返 し i 回 目 における第 k 周 波 数 成 分 ベクト
~
~
~
ルを R (i ) (k ) = [ R0(i ) (k ),, RN(i )−1 (k )]T で表 す.
t
(1)2 次 元 MMSE-FDE (初 回 )
~
初 回 の FDE 後 の第 k 周 波 数 成 分 ベクトル R ( 0) (k ) は次 式
で表 される.
~
R ( 0) (k ) = W ( 0) (k )R (k ) (5)
ここで, W (0) (k ) は N t 行 N r 列 の等 化 重 み行 列 であり,次 式
で与 えられる最 小 平 均 2 乗 誤 差 (MMSE) 重 み [6] を用 いる.
W (0) (k ) = H H (k )[H (k )H H (k ) +
Multicode
Spreading
&
Scrambling
σ 2 −1
I]
(6)
S
ここで, (.) H はエルミート転 置 を表 している. I は N r 行 N r 列 の
単 位 行 列 である.
(2) 軟 判 定
i 回目の FDE で得られる周波数成分ベクトル
~
{R (i ) (k ); k = 0 ~ N c − 1} に N c ポイント IFFT を適 用 して,時 間
領 域 受 信 信 号 ベクトル ~s (i ) (t ) を次 式 のように得 る.
~s (i ) (t ) = 1
Nc
N c −1
~
¦ R (i ) (k ) exp( j 2πtk
k =0
N c ) (7)
次 に時 間 領 域 受 信 信 号 系 列 を P/S 変 換 によって直 列 系 列
~
s (i ) (t′) に変 換 した後 ,デ・スクランブリング及 びマルチコード
逆 拡 散 を行 う.第 c 番 目 のコードにおけるデ・スクランブリン
~
グと逆 拡 散 操 作 は次 式 で表 され,受 信 シンボル系 列 d c(i ) (n)
を得 る.
( n +1) SF
º
~
1 ª
d c(i ) (n) =
s (i ) (t ′)cc* (t ′ mod SF )» c*scr (t ′)
« ¦ ~
SF «¬ t ′ = nSF
»¼
(8)
逆 拡 散 操 作 によって得 られた C 個 の並 列 系 列 は P/S 変 換
~
により 送 信 シンボル 系 列 に 対 応 する 軟 判 定 値 系 列 d (i ) (n′)
に変 換 する.次 に,この受 信 シンボル系 列 を用 いて繰 り返 し
i+1 回 目 の FDE のために必 要 な軟 判 定 送 信 シンボルレプリ
カ系 列 dˆ (i ) ( n′) を次 式 のように生 成 する [12] .
~
~
1
Re[d (i ) (n′)]
1
Im[d (i ) (n′)]
tanh(β
)+ j
tanh(β
)
dˆ (i ) ( n′) =
2
2S
2
2S
(9)
ここで,
tanh( x) =
exp( x) − exp(− x)
exp( x) + exp(− x)
(10)
であり, β は 軟 判 定 値 を 軟 判 定 に 反 映 させ るパ ラメータで あ
る.な お , β → ∞ のと き 硬 判 定 レ プ リ カ 生 成 と な る . そ の 後 ,
再 びマルチコード拡 散 とスクランブリングを行 い, S/P 変 換 に
よ っ て Nt 個 の 軟 判 定 値 系 列 ベ ク ト ル
(i )
T
sˆ (i ) (t ) = [ sˆ0(i ) (t ),, sˆN
−1 (t )] を得 る.
t
(3) 周 波 数 領 域 PIC
軟 判 定 系 列 ベクトル sˆ (i ) (t ) に FFT を適 用 して再 び周 波 数
領 域 信 号 Sˆ (i ) (k ) = [ Sˆ (i ) (k ),, Sˆ (i ) ( k )]T に変 換 する. N c ポイン
N t −1
0
ト IFFT によって得 られる周 波 数 領 域 信 号 Sˆ (i ) (k ) は 次 式 で
表される.
Sˆ (i ) (k ) =
N c −1
¦ sˆ (i) (t ) exp(− j 2πtkt
t =0
Sˆ (i ) (k ) か ら 周 波 数 領 域 干 渉 レ プ リ カ
(11)
Nc )
2 Ec Tc H (k )Sˆ (i ) (k ) を
生 成 する.そして,他 アンテナの送 信 信 号 からの干 渉 キャン
セルを周 波 数 領 域 で行 い, N t N r 行 1 列 の受 信 信 号 行 列
ˆ (i +1) (k ) = [R
ˆ (i +1) ( k ),, R
ˆ (i +1) ( k )]T を 得 る .第 n t アンテナから
R
N t −1
0
送 信 されたチップ系 列 の第 k 周 波 数 における N r 行 1 列 受
信 信 号 ベ ク ト ル Rˆ (i +1) (k ) = [ Rˆ (i +1) ( k ),, Rˆ (i +1) (k )] を 抽 出 す
nt
N r −1 _ nt
0 _ nt
るために行 われる PIC 操 作 は次 式 で表 される.
ˆ (i +1) (k ) = R (k ) − 2 E T [H ( k )Sˆ (i ) (k ) − H (k ) Sˆ (i ) (k )] (12)
R
c c
nt
n
n
t
t
ここで, H nt (k ) は第 n t 送 信 アンテナと各 受 信 アンテナ間 の
複 素 チ ャ ネ ル 利 得 を 要 素 と す る Nr 次 元 ベ ク ト ル で あ り ,
H (k ) = [ H 0 (k ),, H N t −1( k )] の第 n t 要 素 ベクトルである.
(4)1 次 元 MMSE-FDE とアンテナダイバーシチ合 成 (i>0)
PIC 後 はシングルアンテナ送 信 時 とほぼ等 価 になるので,
送 信 チ ッ プ 系 列 毎 に シ ン グ ル ア ン テ ナ 送 信 (SIMO) 時 と 同
様 な FDE を適 用 する.次 式 のように FDE と受 信 アンテナダ
イバーシチ合 成 を同 時 に行 って,第 k 周 波 数 における受 信
~
信 号 ベクトル R (i ) (k ) を得 る.
~
ˆ (i ) (k ) (13)
R (i ) (k ) = W (i ) (k )R
ここで, W (i ) (k ) は,次 式 で表 される繰 り返 し i 回 目 における
N t 行 N t N r 列 の MMSE 等 化 重 み行 列 である [11] .
ª W (i ) (k )
º
0
« 0
»
(i )
W (k ) = «
»
(i )
« 0
»
W
(
k
)
N t −1
«¬
¼»
(14)
ここで,
Wn(i ) (k ) =
t
H nHt (k )
H nHt (k )H nt (k ) +
σ2
S
(15)
であり, Wn(i ) (k ) は 第 k 周 波 数 における第 n t 番 目 の 送 信 ア
t
ン テ ナ に 対 す る 1 行 N r 列 MMSE 等 化 重 み ベ ク ト ル で
あ る . この後 ,繰 り返 し i+1 回 目 の (2) の操 作 に戻 る.
以 上 の 操 作 (2)~(4) を繰 り 返 して行 い, 繰 り 返 し が 終 了 し
た時 点 で並 直 列 変 換 (P/S) によって直 列 シンボル系 列 に 変
換 し,データ復 調 を行 って受 信 データ系 列 を得 ている.
3. 計 算 機 シ ミ ュ レ ー シ ョ ン
3.1. 計 算 機 シミュレーション諸 元
表 1 に計 算 機 シミュレーション諸 元 を示 す. N r ×N t 個 のフ
ェージングチャネルは互 いに独 立 で,各 々は指 数 減 衰 電 力
遅 延 プロファイルを有 する L=16 個 の独 立 なパスから構 成 さ
れる 周 波 数 選 択 性 のブロ ック フェージング チャネルとしてい
る.受 信 機 のタイミング再 生 とチャネル推 定 は理 想 的 である
ものとしている.また, GI 付 加 後 のフレーム長 T=(N c +N g )T c
で正 規 化 した最 大 ドップラー周 波 数 は f D T=0.001 であるもの
とした.これは,搬 送 波 周 波 数 5GHz ,チップレート 100Mcps
のシングルアンテナ送 信 で,移 動 速 度 が約 80km/h のときに
相 当 する.
表 1 シミュレーション諸 元
Data Modulation
QPSK
Number of Tx, Rx
N t =N r =2,4
Spreading modulation BPSK
Multicode
Spreading factor
SF=1~256
spreading
Equivalent Spreading
SF eq =1
factor
Scramble
M-sequence with a period of 4095 chips
code
Number of FFT points
N c =256
GI
N g =32
L=16-path exponential power delay
profile
Channel
Decay factor α=0,6dB
Channel estimation
Ideal
3.2. 繰 り返 し PIC 効 果
図 4 はマルチコード DS-CDMA-(2,2)MIMO 多 重 の BER
特 性 を 1 受 信 アンテナ当 りの平 均 受 信 E b /N 0 の関 数 として
プロットしたものである.ここで, E b /N 0 は 1 ビット当 りのエネル
ギー対 雑 音 電 力 スペクトル密 度 比 である.マルチコード伝 送
時 の等 価 拡 散 率 SF eq を SF eq =1 とした ( すなわち, SF eq =SF/C
であり,拡 散 率 を SF eq とするシングルコード伝 送 時 と同 じ伝
送 速 度 を 達 成 で き る ) .ま た, 比 較 のた め 干 渉 キ ャンセルが
理 想 的 であるとき (Perfect PIC) の BER 特 性 も示 している.
図 4 から分 かるように, α=0dB 及 び 6dB のとき,共 に繰 り返
しを 行 うことで 特 性 が 改 善 し てい るが, 繰 り 返 し 回 数 を 増 や
すと改 善 効 果 の増 分 は小 さくなるので,繰 り返 し回 数 は 4 回
で十 分 である.図 4(a) より SF=1 の場 合 ( すなわち拡 散 を行
わない場 合 ) , α=0dB 及 び α=6dB のとき繰 り返 し 4 回 で理 想
特 性 に約 0.4dB 及 び 3.4dB まで近 づいていることが分 かる.
一 方 , SF=256 の場 合 ,図 4(b) から分 かるように繰 り返 し 4
回 で理 想 特 性 に約 0.1dB まで近 づいている.そこで,以 降
のシミュレーションでは繰 り返 し回 数 を 4 回 とする.
1.E-01
のとき,それぞれ約 5.5dB 及 び 0.2dB である.周 波 数 選 択
性 が 弱 い 環 境 下 では , 十 分 な 周 波 数 ダ イ バ ー シ チ 効 果 が
得 られないため,干 渉 キャンセル後 の残 留 干 渉 が大 きくなる.
しかし,拡 散 率 が 比 較 的 大 き い場 合 ,逆 拡 散 操 作 によって
残 留 干 渉 を低 減 できる.その結 果 ,マルチコード拡 散 を行 う
場 合 ,伝 搬 路 の周 波 数 選 択 性 に依 らず,常 に理 想 PIC に
近 い BER 特 性 を得 ることができる.また, N t =N r =4 のとき,
N t =N r =2 の場 合 に比 べ SF=1 のときの BER 特 性 が 256 のと
きより大 きく劣 化 するのは,送 信 アンテナ増 大 に伴 って増 大
する残 留 干 渉 の影 響 を大 きく受 けるからである.また,図 5 よ
り, (2,2)MIMO 多 重 より (4,4)MIMO 多 重 では 2 倍 の高 速 化
を図 りながらより優 れた BER 特 性 が得 られていることが分 か
る.
DS-CDMA-(2,2)MIMO multiplexing
Average BER
1.E-02
1.E-03
i=0
1
2
3
4
Perfect PIC
1.E-04
α=6dB
1.E-02
N t =N r =2, SF eq =1
SF =1, L =16
DS-CDMA-(2,2)MIMO multiplexing
N t =N r =2, SF eq =1, L =16, i =4
α=0dB
1.E-05
5
10
15
Average received E b /N 0 per receive antenna (dB)
1.E-03
1.E-01
Average BER
(a)SF=1
DS-CDMA-(2,2)MIMO multiplexing
α=6dB
α=0dB SF=1
6dB
α=0dB SF=4
6dB
α=0dB SF=16
6dB
α=0dB SF=256
6dB
Perfect PIC
1.E-04
Average BER
1.E-02
1.E-03
1.E-04
1.E-05
α=6dB
i=0
1
2
3
4
Perfect PIC
5
10
15
Average received E b /N 0 per receive antenna (dB)
(a) (2,2)MIMO 多 重
N t =N r =2, SF eq =1
SF =256, L =16
1.E-02
α=0dB
DS-CDMA-(4,4)MIMO multiplexing
N t =N r =4, SF eq =1, L =16, i =4
1.E-05
5
α=0dB
10
15
Average received E b /N 0 per receive antenna (dB)
図 4 DS-CDMA-(2,2)MIMO 多 重 における繰 り返 し PIC の
効果
3.3. 拡 散 率 の影 響
図 5 は拡散率をパラメータとしたマルチコード
DS-CDMA-(N t ,N r )MIMO 多 重 の BER 特 性 である.等 価 拡
散 率 SF eq は SF eq =1 としている.図 5(a) より, N t =N r =2 のとき,
チャネルの周 波 数 選 択 性 が強 い (α=0dB) と拡 散 率 SF にほ
ぼ 依 存 しな い BER 特 性 が 得 ら れ ること が 分 か る. し かし ,
α=6dB の場 合 , SF を大 きくするに従 って BER 特 性 が改 善
する. SF=1,4,16,256 のとき,平 均 BER=10 - 4 を得 るための所
要 E b /N 0 の 理 想 PIC か ら の 劣 化 は そ れ ぞ れ 約
3.4,2.5,0.8,0.1dB である. N t =N r =4 で α=6dB のとき,図 5(b)
より理 想 PIC からの E b /N 0 劣 化 を求 めると, SF=1 及 び 256
Average BER
1.E-03
(b)SF=256
α=0dB SF=1
6dB
α=0dB SF=4
6dB
α=0dB SF=16
6dB
α=0dB SF=256
6dB
Perfect PIC
1.E-04
1.E-05
0
α=6dB
α=0dB
5
Average received E b /N 0 per receive antenna (dB)
(b) (4,4)MIMO 多 重
図 5 拡 散 率 の影 響
10
4. む す び
本 論 文 では,周 波 数 領 域 等 化 と減 算 型 並 列 干 渉 キャン
セル (PIC ) 操 作 を 繰 り 返 す こ と で 信 号 分 離 を 行 い つ つ
周波数ダイバーシチ効果とアンテナダイバーシチ効果
を 得 る 周 波 数 領 域 繰 り 返 し PIC 用 い る マ ル チ コ ー ド
DS-CDMA-MIMO 伝 送 の 周 波 数 選 択 性 フェージングチャ
ネル環 境 下 における平 均 BER 特 性 を計 算 機 シミュレーショ
ンにより明 らかにし,等 価 拡 散 率 を 一 定 としたときの拡 散 率
の影 響 ついて考 察 した.結 果 をまとめると以 下 のようになる.
周 波 数 選 択 性 及 び拡 散 率 に依 らず繰 り返 し 4 回 で十 分
な改善効果が得られる.周波数選択性が強い場合
(α=0dB) ,拡 散 率 に依 らず理 想 PIC に近 い特 性 が得 られる.
しかし,周 波 数 選 択 性 が弱 い場 合 (α=6dB) には,拡 散 率 が
小 さくなると理 想 PIC からの劣 化 が大 きくなる.この理 由 は
逆 拡 散 による残 留 干 渉 の低 減 効 果 が小 さくなるからである.
文
献
[1] F. Adachi, “Wireless past and future-evolving mobile
communications
systems,”
IEICE
Trans.
Fundamentals, Vol.E84-A, No. 1, pp.55-60, Jan.
2001.
[2] G. J. Foschini and M. J. Gans, “On limits of wireless
communications in a fading environment when using
multiple antennas,” Wireless Personal Commun.,
Vol.6, No. 3, pp. 311-335, 1998.
[3] R. Van Nee, A. van Zelst and G. Awater, “Maximum
Likelihood
Decoding in
a Space
Division
Multiplexing System,” Proc. IEEE VTC2000-Spring,
vol.1, pp.6-10, May 2000.
[4] A. Van Zelst, R. Van Nee, and G. Awater, “Space
Division Multiplexing (SDM) for OFDM systems,”
Proc. IEEE VTC 2000, Vol.2, pp. 1070-1074, May
2000.
[5] W. C., Jakes Jr., Ed., Microwave mobile
communications, Wiley, New York, 1974.
[6] John G. Proakis, Digital Communications, 4 t h edition,
McGraw-Hill, 2001.
[7] R. Van Nee, and R. Prasad, OFDM for Wireless
Multimedia Communications, Artech House, 2000.
[8] S. Hara and R. Prasad, “Overview of Multicarrier
CDMA,” IEEE Commun. Mag., Vol.35, No.12, pp.
126-133, Dec. 1997.
[9] D. Falconer, S.L. Ariyavistakul, A. Benyamin-Seeyer,
and B. Eidson, “Frequency domain equalization for
single-carrier broadband wireless systems,” IEEE
Commun. Mag., Vol.40, No. 4, pp. 58-66, April
2002.
[10] K. Takeda, T. Itagaki, and F. Adachi, “Joint use of
frequency-domain equalization and transmit/receive
antenna diversity for single-carrier transmissions,”
IEICE Trans. Commun., Vol. E87-B, No. 7, pp.
1946-1953, July 2004.
[11] T. Itagaki and F. Adachi, “Joint frequency-domain
equalization and antenna diversity combining for
orthogonal
multicode
DS-CDMA
signal
transmissions in a frequency-selective fading
channel,” IEICE Trans. Commun., Vol. E87-B, No. 7,
pp.1954-1963, July 2004.
[12] A. Nakajima, D. Garg and F. Adachi, “Iterative
adaptive soft parallel interference canceller for turbo
coded MIMO multiplexing,” IEICE Trans. Commun.,
vol E87-B, No.12, pp.3813-3819, Dec. 2004.
[13] 中 島 昭 範 , ガ ー グ ・ デ ィ ー プ シ カ , 安 達 文 幸 , “ シ
ン グ ル キ ャ リ ア MIMO 多 重 の 伝 送 特 性 ,” 信 学 技
報 , RCS2004-107, pp. 13-18, 2004 年 7 月 .
[14] 中 島 昭 範 , ガ ー グ ・ デ ィ ー プ シ カ , 安 達 文 幸 ,
“DS-CDMA に お け る 周 波 数 領 域 繰 り 返 し PIC を 用
い る MIMO 多 重 の 伝 送 特 性 ,” 信 学 技 報 ,
RCS2004-193, pp.113-118, 2004 年 10 月 .
Author
Document
Category
Uncategorized
Views
4
File Size
441 KB
Tags
1/--pages
Report inappropriate content