はじめに携帯電話、PHS, SS 無線 LAN などで使用されている 1GHz を越える電波は、400MHz 帯の電波に比べて直進性が強く、また回析効果がすくないなどの性質があります。このため、障害物が多く見通しの効かない地形や建築物内では使用できないことが多々あり、このようなときは 400MHz 帯の周波数が有効な場合があります。また見通しで室内 100m、屋外 300m 以上の到達距離が必要な場合、微弱無線機では困難で、より出力の大きい特定小電力無線機が必要です。この 400MHz 帯特定小電力無線局で、社団法人電波産業会（ＡＲＩＢ）によるテレメータとテレコントロール用の標準規格ＳＴＤ−16 に準拠した連続通信用無線モジュールを設計製作したので紹介します。また標準規格ＳＴＤ−16 について、この無線モジュールの製作に必要な部分を抜き出して説明します。標準規格ＳＴＤ−1 6 3 . 0 版の概要ＳＴＤ-16 は、400MHz 帯の特定小電力 7 無線局無線設備の中でも、テレメータおよびテレコントロール用について規定したものです。なお、「テレメータ」とは電波を利用して遠隔地点の測定結果を表示／記録するもの、「テレコントロール」とは遠隔地の装備を制御する、いわゆるリモコンのことです。 l 適用範囲線局は図 1 に示す無線設備と付属装置（電気通信回線設備を通して接続されるものを含む）から構成されます。 <図1>テレメータおよびテレコントロール用無線設備の構成無線設備付属装置制御装置・混信防止機能・送信時間制限装置・キャリア・センス送信装置受信装置適用範囲 l 一般条件電波形式…Ｆ1Ｄ，Ｆ1Ｆ，Ｆ2Ｄ，Ｆ2Ｆなどがあります。本機はＦ1Ｄ（ＦＳＫ）を採用しました。通信方式…単向通信方式または単信方式による連続通信を使用します。周波数…429.2500∼429.7375MHz で 12.5kHz 間隔の 40 波（チャンネル）です。 l 送信設備空中線電力…10mW＋20％／−50％の範囲発振方式…水晶発振方式または、水晶発振制御による周波数シンセイザ方式周波数の許容偏差…標準符号化試験信号を変調入力信号とし、平均値で測定±4ppm 以内周波数偏移…±2.5kHz 以内（変調によって生ずる搬送波の偏移）変調速度…4800bps,1200bps または 2400bps. 符号形式…ＮＲＺ．隣接チャネル漏えい電力…標準符号化試験信号を変調入力とした搬送波の周波数から 12.5kHz 離れた周波数の±4.5kHz 帯域内に輻射される電力が、搬送波電力より 40dB 以上低いこと。占有周波数帯幅の許容値…標準符号化試験信号により変調した場合に 8.5kHz. スプリアス発射の強度の許容値…標準符号化試験信号により変調した場合において、平均電力で測定して 2.5μW 以下。 l 受信装置副次的に発する電波等の限度は、擬似空中線回路を使用した測定で 400pW 以下。 l 制御装置混信防止機能 ① 主として同一の構内で使用される無線局の無線設備であって、識別符号を自動的に送信し、または受信する機能です。 ② 利用者による周波数の切り替えまたは電波の発射の停止が容易に行うことができる機能です。送信時間制御装置…429.25∼429.7375MHz の周波数を使用するものでは、送信時間制御装置は不要です。キャリア・センス…無線通信回線の設定に先立ち、ほかの無線局の電波を受信した場合、当該無線局の発射する電波と同一の周波数の電波の発射を行わないこととされています。空き状態の判定は、絶対利得が 2.14dB の空中線に誘起する電圧が 2μW 以下とし、応答時間は 20ms 以内です。回線接続手順…相手局と回線を接続する手段として、以下の方式が規定されています。 ① 単信方式（固定／手動チャネル切り替え） ② 複信方式（固定／手動チャネル切り替え） ③ 複信方式（周波数制御チャネルによる自動チャネル切り替え） l 空中線空中線とはアンテナのことです。構造…給電線や接地装置をもちません。利得…絶対利得 2.14dB 以下空中線の使用区分…送信用および受信用の空中線は同一でなくてもかまいません。ただし受信用とキャリア・センス用の空中線は同一であることが必要です。 l 筐体など無線設備は一つの筐体に収められており、かつ、空中線端子を備えず、容易に開けることができないことと規定されています。技術基準適合証明取得済みの無線モジュール l 無線モジュールの仕様仕様を表 1 に示します。無線モジュールの基本性能、使い勝手の良さ、周辺回路、機器からのノイズ耐力、耐震性など仕様で表現できないことが多いと思います。一般的にこの種の製品の仕様に盛り込まれている項目は、性能を表現できる一握りの部分にすぎません。ほとんどの特性が周辺回路の部品レイアウト、パターン・レイアウトやモジュールを組み込んだ製品の設置場所などの影響を受けながら、ある性能レベルに落ち着く（設計者が観念する）といったほうが、正しいかもしれません。それから、無線モジュールを安定動作させることは、厄介だと感じる設計者が多いと思います。ここで紹介するモジュールは技術基準適合証明を取得済みであり、モジュール単体の性能を組み込み後の状態で容易に実現できることを願って、設計開発したものです。＜表１＞特定小電力無線通信モジュールの設計仕様値 (a) 送信装置項目空中線電力周波数の許容偏差周波数偏移スプリアス発射強度占有周波数帯幅隣接チャネル漏洩電力ＦＭ変調ＳＮ比送信立ち上がりチャネル切り替え設計規格値 0.01Ｗ +5％、−20％ ±2ppm以内 ±2.5kHZ以内 −60dBm以下 8.5kHz以下 40dB以上 30dB以上 30ms以内 25ms以内技術基準 0.01Ｗ +20％、−50％ ±4ppm以内 2.5μＷ以下 8.5kHz以下 40dB以上 - (b) 受信装置項目設計規格値技術基準副次発射強度 −65dBm以下 4000pW以下キャリア・センス・レベル＋3dBμVEMF±3dB ＋6dBμVEMF以下基準感度 −6dBμVEMF以下受信通過帯域幅 8kHz以上隣接チャネル選択度 45dB以上スプリアス・レスポンス 50dB以上相互変調特性 50dB以上総合歪みおよび雑音 35dB以上 1％感度 0dBμVEMF以下 - l 備考 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps 511PN, 4800bps PLL設定後 Δｆ＝100ｋＨｚ備考 12dB SINAD 6dB帯域幅 2信号法 2信号法 3信号法 511PN, 4800bps モジュールの基本構成無線モジュールで技術基準適合証明を取得すること、無線モジュールの取り扱いを簡単にし周辺回路や機器からのノイズの影響を受けがたくすることの 2 点に留意し、何回かのデザイン・レビューの結果、図 2 に示すブロック図のような構成となりました。 <図２>特定小電力無線通信モジュールのブロック図送信電力：最大10mW ｱﾝﾃﾅ送信周波数：429.25∼429.7375MHz SAWﾌｨﾙﾀ NS429C 1SS312 LPF ｱﾝﾃﾅｽｲｯﾁ RF ｱﾝﾌﾟ FI L3 Tr 9 2SC4226 21.7MHz μPC8108 RSSI MCF 21C1KJ 21. 7MHz I C3 1st MI X I C1 BA4116FV 2nd I F 2nd OSC RSS．AF FIL4 2nd MI X VR4 出力調整送信ｱﾝﾌﾟ 2SC4226 LPF VCO1 429MHz I C21 I C21 PLL周波数ｼﾝｾｻｲｻﾞ MB15U10 X3 水晶発振子 21.25MHz 変調ﾚﾍﾞﾙ設定(VR1) RSSI LPF FSK ﾚﾍﾞﾙ設定 I C7 LMV324 VCO2 VC-2R2A10 407MHz VC-2ROA10 I C7 LMV324 Tr 1 2SK1830 Tr 13 RN1309 LPF BUFF AF OUT DATA OUT DATA I N CH0∼5(設定入力) T/R(送信/受信) RDY(CLK) LD LE CAR (受信機電界信号) I C21 CPU μPD78P018FGK TK113XX I C6 AK93C45AF 識別符号メモリ ( PLL，ﾏｲｺﾝ) 2. 7V ( RX)2. 2V ( TX AMP)2. 5V ( TX VCO)2. 0V DC I NPUT ﾚｷﾞｭﾚｰﾀ DC GND 周波数シンセサイザ回路コントロール、各回路電源コントロール、キャリア・センス機能などを制御する専用マイコンをモジュールに取り込みました。余談ですが、これが結構難物で、試作基板ではマイコンのクロックや制御信号用クロックなどの影響をＲＦ回路が受け、良い性能が得られない部分がありました。原因は限られたスペースのなかで、プリント基板のＡ面側をＲＦ部、Ｂ面側をマイコン／ディジタル部とし、内層はグラウンド（ＧＮＤ），一部は信号線の構成をとったことにありました。ビアの関係でＡ面からのＧＮＤビアが、Ｂ面側で制御信号用クロック用ＦＥＴのソース端子と共通インピーダンスをもっていたり、ＧＮＤビア（回路上ではどちらもＧＮＤ）がＡ面からＢ面に接続される部分をすべて確認し、レイアウトを数回変更しました。ＲＦとディジタル混在した両面実装基板の設計では十分な確認と、パターン設計者の協力、設計者の体力、何よりも基板の試作費を惜しまない環境が不可欠なのかも知れません。回路の解説前ページに回路図を示します。 n 周波数の安定化送信周波数および受信機局部発振周波数の基準発振器は、高精度ＡＴカットの水晶振動子Ｘ3、ＰＬＬ周波数シンセサイザＭＢ15Ｕ10（ＩＣ21 ）の内部発振回路を使い、周波数の安定な信号を得ています。経年変化を考慮して十分なエージングを実施し、初年 1∼2ppm 以内を実現しました。また、可変容量ダイオードやトリマ・コンデンサなどの回路素子の温度特性を考慮した上で、水晶振動子の特性変曲点付近の温度での周波数偏差に範囲を設け、基準値内のものを使用することにより、−10∼＋60℃で±4ppm 以内の周波数偏差を実現しています。 n スプリアス輻射抑圧ＶＣＯ1 の出力をそのまま送信周波数とする方式をとったので、スプリアス成分は基本波の高次のスプリアスに限られます。アンテナと送信回路の間にバターワース特性のＬＰＦを挿入して、2f 点で 40∼45dB の減衰値を実現しています。同調型増幅器とＬＰＦで総合減衰値 70dBc を確保しています。また、回路はＩ−ＥＴＳ300 220（欧州 400MHz 帯規格）取得の目的があり（意外に簡単な）アンテナ端での抑圧ではなく、放射レベルが一定値以内であることが求められます。これは回路図では表現されにくいのですが、次の３点に配慮することが大切です。 ① 基本的に増幅部トランジスタ（Ｔｒ5 とＴｒ6）の動作点の最適化を図り、それによりＳパラメータを導き、Ｓパラメータ解析によって整合すること。 ② 次に増幅部トランジスタ、エミッタ接地部と負荷回路側パスコン（Ｃ36 とＣ39）接地部を最小ループで接続すること。 ③ 最後にＬＰＦフィルタを含めた回路部品のグラウンドから（高周波電流が大きい部分）、筐体（シールド・ケース）へ、高周波電流が流れ出さないよう注意し測定、微調すること。 n 変調制限外部付属装置から入力されるディジタル信号の振幅制限のためにＴｒ3 が設けてあります。Ｔｒ3 の後、占有周波数帯幅が必要以上に広がらないように、Ｔｒ1 によるベッセル特性のＬＰＦを挿入して、高い周波数成分を抑圧しています。カットオフ周波数をおおよそ 3200Hz に設定し、標準符号化信号（4800dps）で規格値内に入るよう微調整します。一般的にスペアナ法による測定が行われるので、規格値よ５dB 程度の余裕があることが望まれます.規格値の余裕はＦＳＫ変調による 4800dbs での無線伝送のほぼ限界点にあり、規格と伝送速度の間で程よく動作するよう、検証してあります。また、振幅制限器（ＶＲ1）により、変調周波数変移を±2.5kHz 以下に抑えています。 n 送信電力制限送信出力は微調整用ＶＲ4 によって送信増幅部Ｔｒ 5 のコレクタ電圧を調整して設定します。増幅部の電源には定電圧回路ＴＫ11325ＢＭ（ＩＣ4）で安定化された 2.5Ｖの電源を使用し送信電力の安定化を図っています。増幅部トランジスタ（Ｔr5 とＴｒ6）は電流帰還型バイアスで動作させます。これによりトランジスタの電流が増加した場合、コレクタ電圧が低下し、同時にベース電圧も低下するため、トランジスタのベース、エミッタ間電圧が下がり、電流増加を防ぎます。 n 受信装置の副次的に発する電波などの抑圧受信機の局部発振信号の逆流によるスプリアス成分が、アンテナ回路から輻射されないようにするためアンテナ回路と受信ミキサ部間に、ＳＡＷフィルタ（ＦＩＬ3）を挿入して減衰させ、不要輻射を抑圧しています。ＳＡＷフィルタ単体の減衰値は、通過帯域の中心周波数から 21.7MHz 離れた点で 60dB 以上確保されますが、ＳＡＷフィルタの配置や、ほかの回路部品および、筐体（シールド・ケース）への電気的干渉に十分考慮してパターンを設計する必要があります。製作した回路は、副次発射強度測定値で−75dBm 以下の実力があります。 n 受信感度と総合雑音指数（2 ）「受信感度の良い」受信機を設計する上で重要項目です。これをより効果的に実現するために、雑音指数（ＮＦ）について降れます。回路図上でアンテナ入力部から、ダイオードＤ1 までの入力フィルタ部の挿入損失をＬ1、増幅器（Ｔｒ） 9 の雑音指数をＦ1、利得をＧ1、ＳＡＷフィルタの挿入損失をＬ2、ミキサ（ＩＣ3）の雑音指数をＮＦ2，変換利得をＧ 2、水晶フィルタ（ＦＩＬ4）の挿入損失をＬ3 とします。この系の総合雑音指数（Ｆｏ）は次式で与えられます。ＦＯ＝Ｆ1 ／Ｌ1 + （Ｆ2 -1／Ｌ1 Ｇ1 Ｌ2 ） + （1／Ｌ1 Ｇ1 Ｌ2 Ｇ2 Ｌ3 ）……………（1）表２の値を代入すると、ＦＯ＝1.41／0.50 + 3.98-1／0.50ｘ19.95ｘ0.50 +1／0.50ｘ19.95ｘ0.50ｘ31.62ｘ0.50 ≒ 3.43 となります。デシベルに換算するとＦｏ≒5.4dB です。第３項以降は分母値がおおきくなりますから、加算される値はわずかなので、水晶フィルタ以降の数値は無視してかまいません。なお、熱雑音などの有能雑音電力については省略しました。次に 12dB ＳＩＮＡＤの受信感度―118dBm を実現するための総合雑音指数を求めてみます。通過帯域幅Ｂ＝16kHz、周波数偏移Δf＝5kHz、最大信号周波数 fs＝3kHz とします。ＦＭ受信機の復調出力のＳＮ比は、受信入力信号の強さに応じて、次のような三つの領域に分けられます。領域Ⅰ…入力信号が微弱で、雑音の振幅が信号の振幅を上まわっており、雑音による変調が支配的なので、復調出力が生じる領域。領域Ⅱ…信号レベルが雑音レベルより大きくなり、雑音による変調が信号レベルの増加にとともに減少する領域。領域Ⅲ…復調器以降において発生する雑音が支配的になり、信号レベルの大小によらず一定となる領域。このうち領域Ⅰと領域Ⅱの境界点をＦＭ受信機のスレッショルドと呼びます。このときのＳＮ比をαＳＮ（ｔｈ）と表すと、次式で求めることができます。 αＳＮ（ｔｈ）［ｄＢ］＝10ｌｏｇ3 10ｌｏｇ（ＰＣ／ＰＮ） + + 20ｌｏｇ（Δｆ／ｆｓ） + 10ｌｏｇ（Ｂ／2ｆｓ）……………………………（2）ただし、ｆｓ：最大信号周波数［］，ＰＣ：信号力［Ｗ］，ＰＮ：雑音電力［Ｗ］スレッショルド点では、信号と雑音の値が等しくなっています。受信機雑音が白色雑音であれば、この点では、ＰＣ＝8ＰＮの関係が知られていますから, ＰＣ／ＰＮ＝8…………………………………………………………………………（3）です。これらの数値を式（２）に代入すると、 αＳＮ（ｔｈ）≒ 4.8 + 4.4 + 9.0 + 4.3 ＝ 22.5dB となります。なお、スレッショルド点以下の受信信号レベルは傾きが 1：3と仮定し、受信信号レベルが 1dB 上がるとＳＮ比は 3dB 改善するものとします。目標とする 12dB ＳＩＮＡＤ時の受信信号レベルは−118dBm です。このときのＳＮ比をαｔとすれば、 αＳＮ（ｔｈ） − αｔ＝（22.5-12）／3＝3.5dB です。したがってαＳＮ（ｔｈ）での受信信号電力ＰＣ（ｔｈ）はＰＣ（ｔｈ）＝−118 + 3.5 ＝ −114.5dBm です。入力での有能雑音電力Ｎｉは次式で表されます。Ｎｉ＝ＫＴＢ………………………………………………………………………………（4）Ｋ：ボルツマン定数（1.380622 ｘＴ：絶対温度［Ｋ］，Ｂ： 10-23 ［Ｊ／Ｋ］，通過帯域幅［Ｈｚ］通過帯域幅がＢ，雑音指数がＦの受信機の雑音電力の入力換算値ＰＮは、ＰＮ＝ＫＴＢＦ……………………………………………………………………………（5）です。したがって、式（３）からスレッショルド点における受信信号電力ＰＣ（ｔｈ）は次式で表されます。ＰＣ（ｔｈ）＝8ＫＴＢＦ………………………………………………………………………（6）これから、Ｆ＝ＰＣ（ｔｈ）／8ＫＴＢ＝−114.5［ｄＢｍ］／8ＫＴＢ ≒3.548ｘ10-15 ／8ｘ1.380622ｘ10-23 ｘ300ｘ16000≒8.3dB から、Ｆ＝8.3dB となり、受信感度−118dBm を実現するためには、ＦＯ＝8.3dB 以下にする必要があることがわかります。前の計算結果から受信部の総合雑音指数ＦＯ＝5.4dB なので、−118dBm の受信感度を得るための条件は整っていることになります。＜表 2＞受信部にＮＦに関与する諸特性の値項目値ＲＦフィルタの挿入損失Ｌ1 ＝−3ｄＢ増幅器のＮＦＦ1 ＝1.5ｄＢ増幅器の利得Ｇ1 ＝13ｄＢＳＡＷフィルタの挿入損失Ｌ2 ＝−3ｄＢミキサのＮＦＦ2 ＝6ｄＢミキサの変換利得Ｇ2 ＝15ｄＢ水晶フィルタ挿入損失Ｌ3 ＝−3ｄＢ n 選択度 l イメージ周波数に対する選択度真値 0.50 1.41 19.95 0.50 3.98 31.62 0.50 スーパーヘテロダイン方式はミキサを使うので,イメージ周波数と呼ばれる周波数の信号も中間周波数帯に入ってきます。本モジュールの代表的なイメージ周波数は以下のようになります。ｆｉ1 ＝ｆｒ−（21.7X2）［MHz］ｆｉ2＝ｆｒ−（0.45X2）［MHz］ただし、ｆｉ1 ：1ｓｔミキサ・イメージ、ｆｉ2 ：2ｎｄミキサ・イメージ、ｆｒ：受信周波数 1ｓｔミキサ・イメージはＳＡＷフィルタ（ＦＩＬ3）の特性に依存し、その特性改善により良い結果が得られます。 2ｎｄミキサ・イメージはセラミック・フィルタ（ＦＩＬ）の特性改善により効果があります。いずれも設計値で 2 50dB 以上が好ましい値といえます。 l 相互変調に対する抑圧目的の周波数の信号以外に二つ以上の異なる周波数の入力信号を増幅回路に入力すると、増幅回路の非直線性によって信号が歪んで、目的信号に妨害を与える現象です。とくに奇数次の相互変調が問題となります。受信通過帯域内では、有効な改善手段は少なく、また低電圧動作のトランジスタ回路では不利です。相互変調性能を良くするには、インターセプト・ポイントが高い値になるように設計することが重要です。 n 送信系のループ特性とループ・フィルタ、変調特性ループ・フィルタの構成は、ラグ･リード特性のフィルタ（Ｒ9 、Ｒ10 、Ｃ84 ）としました。基本的な特性パラメータとして、固有周波数ｗｎ，減衰定数ζ、ＶＣＯ感度Ｋｖ，位相比較器ゲインＫｐを求めておく必要があります。次に、発振周波数、周波数ステップ、ロック誤差周波数を決定し、あとはひたすら計算と実験を繰り返すだけです。通常、ロックアップ・タイムを中心に定数を求めますが,キャリアのＣＮ比、変調特性などを総合的に検証した結果、おおよそ、カットオフ周波数ｆｃ＝60∼80Hz、ζ≦0.7∼1、Ｋｖ≦3MHz／Ｖ以内としました。そしてループ特性に影響を与えない範囲（カットオフ周波数の 10 倍程度）でのフィルタ回路（Ｒ10，Ｃ88，Ｃ89）を挿入し、ロックアップ・タイム30ｍｓ程度、ＣＮ比は約−99 ｃ／Hz （側波帯雑音オフセット周波数 8kHz）となります。変調特性は前述したようにｆｃ＝60Hz なので、固有周波数は高めの設定です。したがって、それ以下ＤＣまでの変調信号はループ特性によって抑えこまれてしまいます。511ＰＮ（9段のシフトレジスタによる 511 ビット長の疑似雑音）でＦＳＫ変調できる程度にループ特性と変調特性を回路的に工夫する必要があります。