論文ケーヒン技報 Vol.3 (2014) 位置センサレス制御用 IPMSM に関する研究※ Study on IPMSM for Position Sensorless Control 木　村　洋　介＊１ Yohsuke KIMURA 式　根　洋一郎＊２ Youichiro SHIKINE 阿　部　優　樹＊１ Yuki ABE Improvements of systems have always focused on higher reliability and lower cost. In the field of PMSM, in order to reduce the costs, the control method without magnetic pole position sensors has become common in industry. To increase the reliability, the “Saliency” which would contribute the output torque and the accuracy of the rotor position sensing should be adjusted so as not to make magnetic saturation when the motor would produce higher torque. This paper describes design approaches in IPMSM for automotive use where motor torque and inductance saliency are optimized in order to counter the magnetic saturation. Key Words: in-vehicle, position sensorless control, saliency, inductance, IPMSM, magnetic saturation １．まえがき影響によりその両立は困難となっている（２）．本稿では，突極性に基づいた磁極位置セン近年，生産設備等の産業界を中心に信頼性サレス運転に適応する埋め込み型永久磁石同向上，小型化，低コスト化をねらいとして磁極期モータ（IPMSM）の設計手法と，その試作機位置センサレス運転の活用が普及し始めていによる評価結果について述べる．る．一方，自動車業界においては燃費向上をねらった電動デバイスの採用が加速するなか，システム機能の多様化と，それを満たす構造の簡素化といった，相反した課題が顕在化し２．モータ磁気回路に対する制御側からの要求始めている（１）．今回センサレス運転をおこなうにあたり，自動車の電動デバイスは，コンプレッサ， F i g . 1 のようにモータの運転速度に対し，停ウォータポンプなどに代表される速度制御を止低速域と中高速域で制御ロジックを切り替用いて駆動されるものと，スロットルバルブやえており，前者は回転子の位置によるインダ可変動弁機構のように，主として位置制御により駆動されるものに大別できる．本研究では，位置制御を用いた車載製品群のなかでも， Speed [rpm] 特に負荷条件，応答性，保持性の要求が厳しい Control logic by inductance と想定される機構を題材として，磁極位置センサレスサーボモータの適用可能性を制御設計とモータのハードウェア設計の観点で検討 Control logic by BEMF Switching point をおこなっている．モータの磁気回路に対し Time [sec] てはセンサレス運転への制御適合性と高出力密度化が求められるが，鉄心の磁気飽和等の Fig. 1 Sensorless control logic to running speed ※2014 年 6 月 6 日受付，電気学会の許諾を得て，電気学会研究会資料回転機研究会 RM-13-115 より加筆修正して転載＊１先進技術研究部　＊２開発本部システム PF 開発室－5－位置センサレス制御用 IPMSM に関する研究クタンスの変化（以下突極性）から，後者は誘 Table 1 起電圧の変化から磁極位置の推定をおこなっ Constraints ている．よってモータ磁気回路としては，これら二つのセンサレス制御ロジックに対応する Requirements ため，インダクタンスと誘起電圧の波形を理想に近づけるための設計手法が必要となる． Table 2 磁気回路の設計をおこなう前に，システ Constraints and requirements for design Inverter bus voltage Vdc Max phase current Outer diameter of stator Position error (absolute value) Starting torque Peak-to-peak cogging torque Specification of First stage type motor Phases and poles Diameter of stator, Core length Type of lamination steel Number of stator slot Number of turns/slot Type of magnet Magnetic thickness (r direction) Inverter Magnetic pole position sensor type ムの動作要求（応答性，保持性）から，制御とモータに対する要件を設定する必要がある． Fig. 2 はその設定した要件の項目を体系化したものである．また，制御やモータの要件に関しては，負 12.5 V 50 Apeak φ 70 mm ≦ 10 deg 0.90 Nm ≦ ≦ 60 mNm 3 phases, 6 poles φ 70 mm, 20 mm 50A800 9 slot 28 turns Nd-Fe-B 3.1 mm fc = 10 kHz Resolver 荷，モータ，減速機構を含むプラント部と，電源，インバータ，制御を含むコントローラ部のレシオ，イナーシャ，フリクション，伝達効のシミュレーションモデルを Math Works 社率などを考慮した内容となっている．センサの提供する MATLAB/Simulink と株式会社レス運転時における角度推定性能は位置誤差 JSOL の JMAG-RT により作成し，その連成（電気角）で± 10 deg 以内とし，起動トルクは解析結果から導出した．このような連成解析 0.90 Nm 以上とした．またコギングトルクは，は，非線形性をもつ材料特性などを考慮した位置制御用途で定出力特性を得るために重要過渡的なシステム動作のシミュレーションにとなるトルクリップルの支配的な要因となる有効と考える．試作機のシステム評価試験にため，60 mNm （peak-to-peak 値）以下とした．は dSPACE 社の RCP 開発環境を活用した． 3.2. モータ設計 Response of system Angular estimation performance Retention property of system Starting torque Cogging torque Fig. 2 今回の試作機であるセンサレス仕様モータ Inductance (stop-low speed region) （以下，改良型モータと定義）の設計は，センサレス制御適応前の仕様（以下，初期型モータと BEMF (medium-high speed region) 定義）をベースに改良をおこなった．T a b l e 2 に初期型モータの仕様を示す．初期型モータ Requirement definition for system の磁気回路は高出力密度に特化させており，リラクタンストルクを積極的に活用するため，３．試作モータの設計 Lq-Ld で表される突極差の増加を図った仕様となっている．ここで Lq は q 軸インダクタン 3.1. 制約条件と設計要件ス，L d は d 軸インダクタンスを表し，d 軸は位置センサレスモータを想定した機構に適永久磁石における磁束の中心軸，q 軸はそれと電磁気的に直交する軸を表す．用するため，Table 1 のように制約条件と設計要件を設定した．制約条件としては，車載用と F i g . 3 は，初期型モータの線間インダクしての使い勝手から，電源電圧は 12.5 V，相電タンス波形を示している．高負荷（相電流流は最大 50 Apeak とし，レイアウトの制約とし 50 A p e a k）時においてインダクタンス波形の周てはステータ外径をφ 70 m m に設定した．設期性や振幅が著しく乱れており，位置センサ計要件は題材とした機構の負荷や，減速機構レス制御への適合が困難であることがわかっ－6－ケーヒン技報 Vol.3 (2014) ている．JMAG による磁場解析の結果から，こ Table 3 の原因としては，負荷の増加とともにステー Specification of Advanced type motor Phases and poles Diameter of stator, Core length Type of lamination steel Number of stator slot Number of turns/slot Type of magnet Magnetic thickness (r direction) Inverter Magnetic pole position sensor type タおよびロータバックヨークの鉄心部分に磁気飽和が生じたためと推測できる．初期型モータの磁気回路断面（1/3 モデル）における高負荷時の磁束密度分布を Fig. 4 に示す． 3 phases, 6 poles φ 70 mm, 47 mm 50A1300 9 slot 12 turns Nd-Fe-B 2.0 mm fc = 10 kHz Resolver or Sensorless 次に今回の改良型モータの仕様を T a b l e 3 ①低インダクタンス化による，高磁界領域にに示す．おけるインダクタンス波形および誘起電圧連成解析の結果から，位置センサレス制御波形の低歪率化と突極比確保によりシステム要件である応答性，保持性を ②選択した電磁鋼板の動磁場における最大磁満たすためには全運転域において，Lq/Ld で表束密度利用上限値の設定される突極比が 1.3 以上必要であり，かつ，そ ③磁気飽和を考慮した磁路断面積の最適設計のインダクタンス波形が基本波に近い理想の形状を維持する必要性があることがわかった． ①に関しては，ステータコイルのターン数そこで，改良型モータではインダクタンス波を 28 ターンから 12 ターンに積極的に減ら形の高磁界領域ロバスト設計手段として，V 字し，永久磁石の仮想的起磁力が支配的となる型磁石配置の I P M S M を採用し，その解決を磁気回路にすることで低インダクタンス化を図った．設計のポイントは以下の三つである．図った．ここで仮想的起磁力とは，電磁石磁気回路の電流起磁力に対する，永久磁石回路の仮想的な起磁力として扱っている（３）．F i g . 5 200 に一般的な d-q 軸における電流，磁束，誘起電 Inductance [µH] 10A 圧の基本ベクトル図を示す．v o は誘起電圧，i a 160 は電流，Ψ a は永久磁石による磁束，Ψ 0 は全鎖 50A 120 交磁束，θ は Ψ a と Ψ 0 の位相差を表している．低インダクタンス化を図ることで，高磁界領 80 40 域の q 軸電機子反作用 L q i q による突極比低下を抑制した．また起動トルクは，コイル起磁力 0 30 60 90 120 150 180 を減らした分，磁気回路をモータの回転軸線 Electrical angle [deg] Fig. 3 方向へサイズアップすることで確保した． First stage type motor inductance waveform in magnetic field analysis q-axis contour plot [T] 2.5 5 [mm] 2.0 1.5 1.0 Ψ0 3.5 [mm] v0 1.9 [T] ia 2.0 [T] or more 0.5 θ 1.5 [T] Ψa 0.0 Fig. 4 Lqiq Magnetic flux density distribution of first stage type motor (Phase current 50 Apeak) Fig. 5 －7－ d-axis Fundamental vector figure (Id = 0) 位置センサレス制御用 IPMSM に関する研究 ②に関しては，利用上限となる磁束密度が 120 10A とから，今回は 50A1300 （JIS C 2552-1986）の無方向性電磁鋼板を選定した．Fig. 6 に今回使用した 50A1300 電磁鋼板の B-H 曲線を示す．ここでは，磁化力に対する磁束密度の変化量 Inductance [µH] 材料の電磁鋼板が持つ磁気特性に依存するこ 100 80 50A が大きく減少し始める 1.4 T を動磁場におけ 60 る最大磁束密度の利用上限として設定した． 0 30 ③に関してはステータ，ロータバックヨー 60 90 120 150 180 Electrical angle [deg] クともに磁路断面積を拡大し，高負荷時の磁 Fig. 8 束密度を 1.4 T 以内に抑制した．特にロータ Advanced type motor inductance waveform in magnetic field analysis バックヨークの磁路面積拡大においては，V 字型磁石配置による設計自由度の向上によ４．実験結果るところが大きいと考えられる．F i g . 7 に同モータの磁気回路断面（1/3 モデル）における高負荷時の磁束密度分布を示す．また，Fig. 8 今回試作した改良型モータの概観写真をには低負荷時と高負荷時の線間インダクタン Fig. 9 に示す．改良型モータでは，磁極位置セス波形を示す．ンサレス運転の成立性を，磁極センサ有無による特性比較により見極めをおこなうため，制御性の比較用にレゾルバを取り付けられる仕様とした． 2.5 50A1300 Flux density B [T] 2.0 Fig. 10，11 は，停止低速域のセンサレス制御ロジックを用いて 5 rpm でモータを運転し 1.5 た際の実測結果である．センサレス制御によ 1.0 る推定角度とレゾルバによる実角度をそれぞ Threshold 1.4 [T] 0.5 0.0 れ負荷違いで示している．また Fig. 12 はその際の位置誤差（実角度と推定角度の差）を電気 10 100 1000 10000 角で表したものである． 100000 Magnetizing force H [A/m] Fig. 6 B-H curve contour plot [T] 2.5 4 [mm] 2.0 8 [mm] 1.5 1.0 0.5 0.0 1.4 [T] or less Fig. 7 Magnetic flux density distribution of advanced type motor (Phase current 50 Apeak) Fig. 9 －8－ Advanced type motor general view ケーヒン技報 Vol.3 (2014) 突極性に基づくセンサレス制御ロジックに効位置誤差は，低負荷時（相電流 10 A p e a k）で果的に作用した結果と考えられる． ± 5.0 deg 以内，高負荷時（相電流 50 A peak）で Fig. 13，14，15 にはモータの単体性能であ ± 6.5 d e g 以内であり，いずれも設計要件の ± 10 d e g 以内を達成している．この結果は，る起動トルク，コギングトルク，誘起電圧につ前項の 3.2. で述べた三つの設計ポイントが，いて，実測とシミュレーションの比較結果を示している． 300 10 [A] 1.2 240 1.0 180 Torque [Nm] Electrical angle [deg] 360 120 Estimated 60 0 Actual 0 2 4 6 Measured 0.6 8 Designed Time [sec] Fig. 10 Requirement 0.8 0.4 0 60 Angle estimation performance at low speed (Phase current 10 Apeak) 120 180 240 300 360 300 360 Electrical angle [deg] Fig. 13 Starting torque 60 300 50 [A] Cogging torque [mNm] Electrical angle [deg] 360 240 180 120 Estimated 60 0 Actual 0 2 4 6 8 20 0 -20 -60 0 Angle estimation performance at low speed (Phase current 50 Apeak) 120 180 240 Fig. 14 Cogging torque 2.0 15 1.5 Requirement 1.0 5 0.5 BEMF [V] 10 0 -5 -10 0.0 -0.5 -1.0 Position error at 50 [A] Position error at 10 [A] -15 -20 60 Electrical angle [deg] 20 Electrical angle [deg] Measured Designed -40 Time [sec] Fig. 11 Requirement 40 0 2 4 6 Measured Designed -1.5 -2.0 8 0 Time [sec] Fig. 12 60 120 180 240 300 Electrical angle [deg] Position error at low speed Fig. 15 －9－ Back electromotive force 360 位置センサレス制御用 IPMSM に関する研究・耐久性劣化や温度変化に対する位置センサ Fig. 13 に示す起動トルクは，トルクリップレス制御のロバスト性確保．ルのボトムにおいても 0.95 Nm を確保しており，設計要件の 0.90 Nm 以上を達成している．参考文献また，このときのトルクリップル peak-to-peak 値は 0.13 Nm である． F i g . 14 のコギングトルクに関しては，（１）工藤弘康ほか１名：自動車の補機向け正 peak-to-peak 値で 46 mNm であり，設計要件弦波位置センサレス制御法，デンソーテの 60 mNm 以下を満たしている．クニカルレビュー，Vol.17, p.41-47(2012) F i g . 15 はモータ回転速度 1000 r p m にお（２）加納善明ほか３名：産業用集中巻埋込みける U 相の誘起電圧波形である．連成シミュ磁石同期モータの位置センサレス指向レーションの結果から，磁極位置の推定に基設計，電学論 D，V o l .130, N o .2, p .119- づく制御性に対し，問題無い範囲の高調波成 128(2010) 分であることを確認した．（３）大川光吉：永久磁石磁気回路入門，総合電今回の比較結果より，いずれの単体性能に子出版社，258 p.(1994) おいてもシミュレーション結果が実測値から（４）武田洋次ほか３名：埋め込み磁石同期大きく外れていない結果を得ることができたモータの設計と制御，オーム社，167p . ため，目的に合った高い設計精度（モデル精 (2001) 度）を実現できたといえる．（５）本田幸夫ほか１名：松下の省エネモータ開発物語，オーム社，205p.(2007) ５．まとめ（６）齋藤憲一ほか２名：磁気回路法に基づいた埋込磁石同期モータの動的解析，日本稿では試作機による評価結果をとおし，本応用磁気学会誌，Vol.28, No.4, p.615619(2004) 位置センサレス制御に適応する IPMSM の設計手法と，その効果を確認した．突極性に基づ著　者く位置センサレス制御と高出力密度化の両立を図る場合，動磁場における最大磁束密度利用上限値の見極めと，それを実現する磁気回路（材料特性や形状）のバランス設計が重要となる．しかしながら，題材とする機構に応じ求められるモータ単体性能は異なり，またその多くはトレードオフ関係にあるため，より効木村洋介率的な設計プロセスが必要と考える．また今式根洋一郎阿部優樹回はモータのハードウェア設計について論じ本プロジェクトにかかわっていただいた社たが，システムにおいては，制御設計とモータ内関連部門，協力会社様に深く感謝致します．ハードウェア設計との複合的な設計が重要でまた，今回は制御設計者と時間軸を同期させある．今後は実用化へ向け，計算，計測精度のながら密に開発をおこない，モータハード領更なる向上はもとより，下記課題へも取り組域，制御領域のそれぞれが抱える課題に対し，んでいきたい．効果的かつ効率的に取り組むことで，一つの・磁場解析の応用高度化による磁気回路の更目的を達成することができました．今後も各なる小型化．専門領域の垣根を越え，自由度の高い柔軟な－ 10 －ケーヒン技報 Vol.3 (2014) 製品開発を目指し，気づき・達成感を共有しながら技術者として成長していきたいと思います．（木村）今回の研究成果は社内関係者様のご協力・ご理解なくしては達成できなかったことですので，担当 L P L として深く感謝申し上げます．引き続き，本プロジェクトで得た知見および技術者同士のつながりをいかして，燃料供給系や吸排気系のデバイスの製品に関する技術開発に貢献できるよう努めていきたいと思います．（式根）チームはもとより社内外の方々に支援して頂くことで本テーマを進めることができました．また，本件に携われたことで，磁気回路設計の面白さと難しさに気づき，非常に有意義な経験をすることもできました．今回の経験を今後の糧とし，喜ばれる製品を心がけ日々精進を重ねて参りたいと思います．（阿部）－ 11 －