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LT1302 - マイクロパワー高出力電流、ステップアップ可変電圧および

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LT1302/LT1302-5
LT1302/LT1302-5
マイクロパワー高出力電流
ステップアップ可変電圧
および固定5V DC/DCコンバータ
特長
概要
■
LT®1302/LT1302-5は、広範な出力電流で高効率を維持
するマイクロパワーのステップアップDC/DCコンバータ
です。これらのデバイスは、2Vの低電源電圧で動作
し、軽負荷でのバースト・モード動作と重負荷での電流
モード動作を自動的に切り替える機能を備えています。
■
■
■
■
■
■
■
2セル電源から5V(600mA)または12V(120mA)を出力
静止電流:200µA
ロジック制御のシャットダウン機能により消費電力を
15µAまで低減
低VCESATスイッチ:310mV・2A(TYP)
軽負荷でバースト・モードTM動作
電流モード動作で優れたラインおよび負荷過渡応答を達成
8ピンSOまたはPDIPで供給
2Vの低電源電圧で動作
LT1302/LT1302-5は、8ピンDIPパッケージまたは8ピン
SOICパッケージで供給され、現在市場に出回っている
どの類似パッケージのスイッチング・レギュレータより
も高いスイッチング電流定格を実現しています。
アプリケーション
■
■
■
■
■
内部の低損失NPNパワー・スイッチは2Aを超える電流
を処理でき、最大400kHzの周波数でスイッチング可能
です。静止電流はわずか200µAで、シャットダウン時に
は15µAまで低減できます。
ノートブックおよびパームトップ・コンピュータ
携帯用計測器
パーソナル・デジタル・アシスタント
セルラー電話
フラッシュ・メモリ
、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。
バースト・モードはリニアテクノロジー社の商標です。
UO
TYPICAL APPLICATI
6
7
2 CELLS
+ C1
100µF
C3
0.1µF
D1
VIN
SW
SHDN
PGND
GND
1
+ C2
100µF
IT
LT1302-5
8
2-Cell to 5V Converter Efficiency
NC
5
SENSE
VC
90
3
88
SHUTDOWN
2
RC
20k
CC
0.01µF
VIN = 3V
86
4
EFFICIENCY (%)
L1
10µH
84
VIN = 2.5V
82
VIN = 2V
80
78
76
74
72
OUTPUT
5V
600mA
LT1302 • F01
C1 = C2 = SANYO OS-CON
L1 = COILTRONICS CTX10-3
COILCRAFT DO3316-103
D1 = MOTOROLA MBRS130LT3
Figure 1. 2-Cell to 5V/600mA DC/DC Converter
4-264
70
1
10
100
LOAD CURRENT (mA)
1000
LT1302 • TA02
LT1302/LT1302-5
U
U
RATI GS
W
W W
W
AXI U
U
ABSOLUTE
PACKAGE/ORDER I FOR ATIO
VIN Voltage ............................................................. 10V
SW Voltage ............................................................. 25V
FB Voltage .............................................................. 10V
SHDN Voltage ......................................................... 10V
VC Voltage ................................................................ 4V
IT Voltage .................................................................. 4V
Maximum Power Dissipation ............................ 700mW
Operating Temperature Range .................... 0°C to 70°C
Storage Temperature Range ............... – 65°C to 150°C
Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300°C
ORDER PART
NUMBER
TOP VIEW
GND 1
8
PGND
VC 2
7
SW
SHDN 3
6
VIN
(SENSE*)FB 4
5
IT
N8 PACKAGE
S8 PACKAGE
8-LEAD PDIP
8-LEAD PLASTIC SO
*FIXED VERSION
PINS 1 AND 8 ARE INTERNALLY
CONNECTED IN SOIC PACKAGE
TJMAX = 125°C, θJA = 100°C/W (N8)
TJMAX = 125°C, θJA = 80°C/W (S8)
LT1302CN8
LT1302CS8
LT1302CN8-5
LT1302CS8-5
S8 PART MARKING
1302
13025
Consult factory for Industrial and Military grade parts.
DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS
SYMBOL
IQ
PARAMETER
Quiescent Current
VIN
Input Voltage Range
TA = 25°C, VIN = 2.5V, unless otherwise noted.
CONDITIONS
VSHDN = 0.5V, VFB = 1.3V
VSHDN = 1.8V
MIN
●
●
●
2.0
2.2
1.22
●
4.85
●
175
160
75
●
VFB
VOS
DC
tON
tOFF
VCESAT
Feedback Voltage (LT1302)
Feedback Pin Bias Current (LT1302)
Output Sense Voltage (LT1302-5)
Output Ripple Voltage (LT1302-5)
Sense Pin Resistance to Ground (LT1302-5)
Offset Voltage
Comparator Hysteresis
Oscillator Frequency
Maximum Duty Cycle
Switch On Time
Switch Off Time
Output Line Regulation
Switch Saturation Voltage
VC = 0.4V
VFB = 1V
VC = 0.4V
VC = 0.4V
See Block Diagram
(Note 1)
Current Limit Not Asserted (Note 2)
Current Limit Not Asserted
2 < VIN < 8V
ISW = 2A
●
TYP
200
15
1.24
100
5.05
50
420
15
5
220
86
3.9
0.7
0.06
310
●
Switch Leakage Current
Switch Current Limit
VSHDNH
VSHDNL
ISHDN
Error Amplifier Voltage Gain
Shutdown Pin High
Shutdown Pin Low
Shutdown Pin Bias Current
VSW = 5V, Switch Off
VC = 0.4V (Burst Mode Operation)
VC = 1.25V (Full Power) (Note 3)
0.9V ≤ VC ≤ 1.2V, ∆VC/∆VFB
●
●
●
2.0
50
1.8
0.1
1
2.8
75
●
VSHDN = 5V
VSHDN = 2V
VSHDN = 0V
I T Pin Resistance to Ground
The ● denotes specifications which apply over the 0°C to 70°C
temperature range.
Note 1: Hysteresis is specified at DC. Output ripple depends on capacitor
size and ESR.
●
●
8
3
0.1
3.9
MAX
300
25
8
1.26
5.25
265
310
95
0.15
400
475
10
3.9
0.5
20
1
UNITS
µA
µA
V
V
V
nA
V
mV
kΩ
mV
mV
kHz
kHZ
%
µs
µs
%/V
mV
mV
µA
A
A
V/ V
V
V
µA
µA
µA
kΩ
Note 2: The LT1302 operates in a variable frequency mode. Switching
frequency depends on load inductance and operating conditions and may
be above specified limits.
Note 3: Minimum switch current 100% tested. Maximum switch current
guaranteed by design.
4-265
LT1302/LT1302-5
U W
TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS
No-Load Quiescent Current
Circuit of Figure 1
Switch Saturation Voltage
400
TA = 25°C
TA = 25°C
450
ISW = 2A
400
350
SATURATION VOLTAGE (mV)
500
400
VCESAT (V)
QUIESCENT CURRENT (µA)
Switch Saturation Voltage
600
500
300
250
200
300
200
150
100
100
350
300
250
200
150
50
0
0
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
SUPPLY VOLTAGE (V)
4.5
5.0
0
1
2
3
SWITCH CURRENT (A)
100
–50
4
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
1302 G02
1302 G03
1302 G01
LT1302 Feedback Voltage
LT1302-5 Sense Pin Resistance
1.250
Quiescent Current
600
300
500
250
VIN = 2.5V
SWITCH OFF
SENSE RESISTANCE (kΩ)
FEEDBACK VOLTAGE (V)
1.240
1.235
1.230
1.225
1.220
1.215
1.210
QUIESCENT CURRENT (µA)
1.245
400
300
200
200
150
100
50
100
1.205
1.200
–50
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
0
–50
100
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
1302 G04
Error Amplifier Offset Voltage
LT1302-5 Output Voltage
10
5
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
1302 G07
4-266
100
4.5
5.050
5.025
5.000
4.975
4.0
3.5
3.0
4.950
2.5
4.925
–25
75
Maximum On-Time
ON-TIME (µs)
OUTPUT VOLTAGE (V)
15
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
5.0
5.075
20
–25
1302 G06
5.100
25
OFFSET VOLTAGE (mV)
0
–50
100
1302 G05
30
0
–50
75
4.900
–50
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
1302 G08
2.0
–50
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
1302 G09
LT1302/LT1302-5
U W
TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS
Maximum Duty Cycle
Shutdown Pin Bias Current
Oscillator Frequency
100
300
20
TA = 25°C
18
FREQUENCY (kHz)
DUTY CYCLE (%)
80
70
60
SHUTDOWN CURRENT (µA)
275
90
250
225
200
175
16
14
12
10
8
6
4
2
50
–50
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
150
–50
–25
75
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
1302 G10
0
100
0
1
4
6
5
2
3
SHUTDOWN VOLTAGE (V)
1302 G11
LT1302-5 Output Voltage vs
Load Current
7
8
1302 G12
Maximum Output Power*
Boost Mode
5.20
20
16
5.10
OUTPUT POWER (W)
OUTPUT VOLTAGE (V)
5.15
5.05
5.00
4.95
VIN = 4V
VIN = 2.2V
VIN = 3V
12
8
4.90
4
4.85
4.80
0
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0
LOAD CURRENT (A)
1302 G13
0
2
6
4
INPUT VOLTAGE (V)
* APPROXIMATE
8
10
1302 G14
ピン機能
GND(ピン1):信号グランド。このピンには、帰還抵抗
と0.1µFのセラミック・バイパス・コンデンサをVINから
直接接続します。
VC(ピン2):周波数補償ピン。RCを直列にGNDに接続
します。トレースを短くしてください。
SHDN(ピン3):シャットダウン。シャットダウンする
には“H”にプルアップしてください。通常動作の場合は
グランドに接続します。
FB/Sense( ピン4):フィードバック/センス。LT1302
で は 、 こ の ピ ン は CMP1入 力 に 接 続 さ れ て い ま す 。
LT1303-5では出力抵抗列に接続します。
I(ピン5)
:通常はフロートさせておきます。GNDに
T
3.3kΩ抵抗を追加し接続すると、LT1302を軽負荷で強制
的に電流モードにします。効率は、軽負荷時には低下し
ますが、中負荷時には向上します。アプリケーション情
報セクションを参照してください。
VlN(ピン6):電源ピン。(1) 0.1µFのセラミック・コンデ
ン サ で GNDに 、 そ し て (2) 大 容 量 電 解 コ ン デ ン サ で
PGNDにバイパスしなければなりません。VINが5Vを超
えるときは、小さな抵抗(2Ω∼10Ω)を接続して、VINピ
ンを入力電源のノイズから絶縁してください。
4-267
LT1302/LT1302-5
ピン機能
SW(ピン7):スイッチ・ピン。このピンにはインダク
タとダイオードを接続します。レイアウトは短く直接行
うようにしてください。
ケージの下で接続しなければなりません。SOパッケー
ジでは、ピン1とピン8は熱的にダイに接続されます。1
平方インチのPCB銅で、デバイスに十分なヒートシンク
が得られます。
PGND(ピン8):電源グランド。ピン8とピン1をパッ
W
BLOCK DIAGRA SM
D1
L1
VIN
C1
+
6
C3
7
VIN
36mV
R5
730Ω
A2
–
1.24V
REFERENCE
+
VOS
15mV
R2
220kHz
OSCILLATOR
Q5
SHUTDOWN
Q4
160X
DRIVER
VIN
Q1
A1
SHDN
Q3
VIN
–
3
A3
HYSTERETIC
COMPARATOR 2µA
FB
4
C5
100pF
OFF
ENABLE
–
R1
SW
R4
1.75Ω
+
CMP1
VOUT
+
C2
0.1µF
Q2
BIAS
+
ERROR
AMPLIFIER
300Ω
1
GND
2
VC
R3
22k
C4
0.01µF
Figure 2. LT1302 Block Diagram
4-268
5
IT
3.6k
8
PGND
1302 F02
LT1302/LT1302-5
W
BLOCK DIAGRA SM
SENSE
VIN
SW
4
6
7
36mV
R4
1.75Ω
+
R5
730Ω
A2
R1
315k
–
1.24V
REFERENCE
CMP1
+
OFF
ENABLE
–
220kHz
OSCILLATOR
HYSTERETIC
COMPARATOR 2µA
VOS
15mV
–
3
SHUTDOWN
Q4
160X
DRIVER
VIN
Q1
A1
SHDN
Q3
VIN
Q5
R2
105k
A3
Q2
BIAS
+
ERROR
AMPLIFIER
300Ω
3.6k
1
2
5
8
GND
VC
IT
PGND
1302 F03
Figure 3. LT1302-5 Block Diagram
動作
図2のブロック図を参照すれば、LT1302の動作を最も良
く理解することができます。LT1302は負荷に応じて、2つ
のモードのいずれかで動作します。軽負荷時には、コンパ
レータCMP1が出力を制御し、重負荷時には誤差アンプ
A1に制御が渡されます。バースト・モード動作では、FBピ
ンの電圧をヒステリシス付きコンパレータCMP1でモニ
タします。外部アッテネータR1とR2によって出力電圧に
関連付けられるFB電圧が、1.24V以下に低下すると発振
器がイネーブルされます。すると、Q4が交互にターンオ
ンし、インダクタL1で電流が大きくなると、今度はター
ンオフして、増大した電流がD1を通して出力コンデンサ
C3に流れ込めるようにします。出力電圧が上昇すると、
FBの電圧も上昇します。FBの電圧がリファレンス電圧と
CMP1のヒステリシス(約5mV)を加えた電圧を超える
と、CMP1が発振器をターンオフします。このモードで
は、ピーク・スイッチ電流は、A2、Q2、およびQ3によって
約1Aに制限されます。Q2の電流は34µAに設定されてお
り 、こ の 電 流 が R5を 流 れ る と 、A2の 負 入 力 が VINよ り
25mV低くなります。A2がトリップして発振器をターン
オフするには、このノードがVINから36mV以上低下しな
ければなりません。残りの11mVは、R4を流れるQ3の電流
によって生成されます。エミッタ領域のスケーリングが、
Q3のコレクタ電流をスイッチQ4の電流の0.625%に設定
します。Q4の電流が1AでQ3の電流が6.25mAのとき、R4
の両端に11mVの電圧降下が生じ、この電圧がR5の25mV
の電圧降下に追加され、A2がトリップするのに十分なレ
ベルになります。
出力の負荷が1Aのピーク電流では出力電圧をサポート
できないポイントまで上昇すると、CMP1はオンになっ
4-269
LT1302/LT1302-5
動作
たままで、ピーク・スイッチ電流はVCピン(A1の出力)
の電圧によって安定化されます。VCはQ1のベースをド
ライブします。VC電圧が上昇すると、Q2が流す電流が
減少し、R5の電圧降下が小さくなります。A2がトリッ
プするには、Q4のピーク電流が増加しなければなりま
せん。この電流モード制御により、入力電圧の変動に対
して良好な安定性と変動除去が実現されます。これは直
線閉ループ・システムですので、周波数補償が必要で
す。VCからグランドへの直列RCが必要なポールゼロの
組合せを提供します。
LT1302-5は帰還抵抗R1とR2を内蔵しています。出力電
圧はバースト・モードでは5.05Vに設定されますが、電
流モードでは4.97Vに低下します。
アプリケーション情報
インダクタの選択
LT1302に使用するインダクタは、次の2つの要求条件を
満足しなければなりません。まず、インダクタは暴走的
飽和なしで、2.5A∼3Aの電流を処理できなければなり
ません。ロッドまたはドラム・コア・ユニットは通常、
徐々に飽和するため、メーカが発表している飽和電流を
20%程度超えても問題はありません。次に、銅損失を低
く抑えるために、DCRは0.05Ω以下と低くなければなり
ません。インダクタンス値はそれほど重要ではありませ
ん。一般に、2Vまでの低電圧入力に対しては、10µHの
インダクタ(Coilcraft D03316-103など)が推奨されます。
4Vから5Vの入力に対しては、22µHユニット(Coilcraft
D03316-223など)を使用してください。スイッチング周
波数は最大400kHzまで可能ですので、コア材は損失な
く高周波数に対応できなければなりません。フェライト
やモリパーマロイ・コアのほうが、鉄粉よりも適してい
ます。EMIが問題になる場合は、Coiltronics CTX20-4な
どのトロイダル・インダクタが推奨されます。
昇圧コンバータの場合には、次式でデューティ・サイク
ルを計算することができます:
 V 
DC = 1–  IN 
 VOUT 
2V→12Vコンバータのように、VOUT/VINの電圧差が大き
いときには、特殊な状況が存在します。必要なデュー
ティ・サイクルは、LT1302が供給可能なものより高い
ため、コンバータは不連続動作に対応できる設計になっ
ていなければなりません。これは、スイッチがオフの間
はインダクタ電流がゼロになることを意味します。2V
→12Vのケースでは、単一サイクルでインダクタの電流
が2Aに達することができるよう、インダクタンスが十
分低くなければなりません。インダクタ値は次のように
定義できます:
4-270
L≤
(V
IN − VSW
)× t
ON
2A
2V入力のときは、3.3µHの値が許容されます。インダク
タンスが非常に低いため、通常はより小さいコア・サイ
ズを使用できます。必ずしもピーク電流が高くないた
め、連続動作の場合ほど効率は高くありません。
表1にインダクタのサプライヤを、該当する部品番号と
ともにリストします。
Table 1. Recommended Inductors
VENDOR
Coilcraft
Coiltronics
Dale
Sumida
PART NO.
DO3316-103
DO3316-153
DO3316-223
CTX10-2
CTX20-4
LPT4545-100LA
LPT4545-200LA
CD105-100
CD105-150
CDR125-220
VALUE(µH)
10
15
22
10
20
10
20
10
15
22
PHONE NO.
(708) 639-6400
(407) 241-7876
(605) 665-9301
(708) 956-0666
コンデンサの選択
適切な性能を得るために、出力コンデンサは低ESRタイ
プのものでなければなりません。コンデンサのESRが高
いと、インダクタ電流がダイオードを流れるときに、出
力電圧がISW×ESRだけ増加するため、高負荷電流時に
は電流モードとバースト・モード間で、「モード・ホッ
ピング」が発生するおそれがあります。図4に、出力に2
個の220µF AVX TPSコンデンサを接続したLT1302-5昇圧
コンバータの出力電圧を示します。510mA負荷時のリッ
プル電圧は約30mVP-Pで、低周波数成分はありません。
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
全ESRは0.03Ω以下です。代わりに100µFのアルミニウ
ム電解コンデンサを1個使用した場合は、高ESRのため
に電流モードとバースト・モード間でコンバータがモー
ドホップを起こし、図5に示すとおり、電圧コンパレー
タがトリップします。これによって、リップル電圧が
500mVP-Pを超え、低周波数成分が含まれるようになりま
す。許容される出力コンデンサの最大ESRは、以下の公
式で計算できます:
ESRMAX =
VOS × VOUT
VREF × 1A
ここで、
VOS=15mV
VREF=1.24V
入力コンデンサ
入力電源は、LT1302の近くで、良質の電解コンデンサを
使用してデカップリングし、安定した入力電源を供給し
なければなりません。電源からスイッチャへのリードや
トレースが長いと、LT1302のスイッチング周波数でイン
ピーダンスがかなり大きくなるおそれがあります。入力
コンデンサは、高周波時に低インピーダンスとなります。
VINピンのすぐ近くに、0.1µFのセラミック・コンデンサが
必要です。入力電圧が5V以上になるときには、図6で詳述
するとおり、VIN用の10Ω/1µFのデカップリング・ネット
ワークを付加してください。トランスをドライブすると
きにも、このネットワークが推奨されます。
VIN > 5V
10Ω
VIN
+
VOUT
50mV/DIV
AC COUPLED
47µF
TO
100µF
SW
+
1µF
LT1302
GND
• • •
PGND
1302 F06
ILOAD
510mA
10mA
Figure 6. A 10Ω/1µF Decoupling Network at VIN Is
Recommended When Input Voltage Is Above 5V
500µs/DIV
1302 F04
Figure 4. Low ESR Output Capacitor Results in Stable
Operation. Ripple Voltage is Under 30mVP-P
表2にコンデンサのベンダを部品タイプとともにリスト
します。
Table 2. Recommended Capacitors
VOUT
200mV/DIV
AC COUPLED
VENDOR
AVX
Sanyo
Sprague
510mA
ILOAD
SERIES
TPS
OS-CON
595D
TYPE
Surface Mount
Through Hole
Surface Mount
PHONE NO.
(803) 448-9411
(619) 661-6835
(603) 224-1961
10mA
500µs/DIV
1302 F05
Figure 5. Inexpensive Electrolytic Capacitor Has High
ESR, Resulting in Mode-Hop, Ripple Voltage Amplitude Is
Over 500mVP-P and Includes Low Frequency Component
ダイオードの選択
入手可能なものでは、モトローラ製MBRS130LT3などの
2Aショットキ・ダイオードが最適であることがわかり
ました。その他、1N5821やMBRS130T3も使用できま
す。1N4001のような「汎用」ダイオードは使わないでく
ださい。これらはスイッチング・レギュレータ・アプリ
ケーションには低速すぎます。
4-271
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
周波数補償
チングをターンオフした結果です。
入力および出力電圧、
トポロジー、コンデンサのESR、
およ
びインダクタンスがさまざまで、
単純な公式では定義でき
ないため、周波数補償ネットワークに適したRCを得る方
法は、
概して実験的作業になります。
一例として、
500mAを
供給する2.5V∼5Vの昇圧コンバータを検討してみましょ
う。最適な補償を決定するために、回路を構築しその回路
に過渡負荷を適用します。
図7に構成を示します。
図7cでは、0.1µFコンデンサが0.01µFユニットに置き換
えられています。アンダシュートは小さなものですが、
応答はアンダダンプされたままです。図7dに0.1µFのコ
ンデンサと10kΩの抵抗を直列に接続した結果を示しま
す。ここで、いくらかのダンピングが観察され、動作は
さらに抑制されます。図7eに0.01µF/10kΩの直列ネット
ワークでの応答を詳細に示します。アンダシュートは、
約100mVすなわち2%まで低減されます。まだ多少アン
ダダンピングが目立ちます。
図7aで、VCピンは単にフロートさせておきます。出力
電圧が維持され過渡応答も良好ですが、負荷の接続時に
スイッチ電流が内部電流制限値まで瞬時に立ち上がりま
す。しかし、この状況はスイッチと他のパワー部品に最
大のストレスを加えるため望ましくありません。さら
に、効率は最適値からはかなり低くなります。次に、
0.1µコンデンサが抵抗なしで接続されます。図7bに応答
を詳述します。回路は最終的には安定しますが、ループ
はかなりアンダダンピングされます。また、最初の出力
「垂下り」が5%を超えます。4番目の目盛りでの急な動き
は、LT1302のバースト・モード・コンパレータが、出
力電圧がスレッショルドを超えたときにすべてのスイッ
VIN
2.5V
VIN
SW
C1
330µF
D1
0.1µF
C2
220µF
+
C3
220µF
IT
SHDN
LT1302-5
PGND
GND
+
VCピンは高周波数ノイズに敏感です。レイアウトに
よっては、スイッチング周波数の1/2で、ピーク・ス
イッチ電流を変調するようなノイズを発生するおそれが
あります。VCからグランドに小さなコンデンサを接続
すれば、この問題を解消できます。補償コンデンサ値の
1/10を超えてはなりません。
NC
L1
10µH
+
最後に、
0.01µF/24kΩの直列ネットワークによって、
図7fに示
す応答が得られます。
これは最適なダンピングになってお
り、
アンダシュートは100mV未満で、
1ms以内に安定します。
SENSE
VC
500Ω
10Ω
2W
R
PULSE
GENERATOR
C
MTP3055EL
C1, C2, C3 = AVX TPS SERIES
D1 = MOTOROLA MBRS130LT3
L1 = COILCRAFT DO3316-103K
50Ω
1302 F07
Figure 7. Boost Converter with Simulated Load
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
510mA
510mA
ILOAD
ILOAD
10mA
2ms/DIV
1302 F07a
Figure 7a. VC Pin Left Unconnected. Output Shows
Low Frequency Components Under Load
4-272
10mA
2ms/DIV
1302 F07b
Figure 7b. 0.1µF from VC to Ground.
Better, but More Improvement Needed
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
ITピン
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
ILOAD
ITピンはバースト・モードをディスエーブルして、軽負
荷時にもLT1302を電流モードで動作させるのに使用し
ます。バースト・モードをディスエーブルするために、
ITからグランドに3.3kΩ抵抗R1を接続しておきます。こ
のモードではより保守的な周波数補償を使用しなければ
なりません。VCからグランドに0.1µFのコンデンサと
4.7kΩの抵抗を接続すれば十分です。多くのアプリケー
ションで、このテクニックを使用すれば、低周波バース
ト・モード・リップルを低減または除去できます。
510mA
10mA
2ms/DIV
1302 F07c
Figure 7c. 0.01µF from VC to Ground.
Underdamped Response Requires Series R
説明のために、図8の回路の負荷過渡応答は、R1を接続
した場合と接続しない場合を示しています。図8aに抵抗
がない場合の出力電圧とインダクタ電流を示します。な
お、コンバータが25mAを供給しているときのバース
ト・レートは6kHzです。3.3kΩ抵抗を追加すれば、図8b
に示すように低周波バーストが除去されます。この機能
はオーディオ回路を内蔵するシステムで有効です。非常
に軽い負荷または無負荷時には、スイッチング周波数が
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
510mA
ILOAD
10mA
2ms/DIV
1302 F07d
Figure 7d. 0.1µF with 10k Series RC.
Classic Overdamped Response
VIN
2.5V
10µH
+
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
VIN
C1
330µF
MBRS130LT3
+
220µF
10V
0.1µF
+
LT1302-5
PGND
GND
220µF
10V
510mA
ILOAD
SENSE
SW
VC
IT
4.7k
R1
3.3k
0.1µF
10mA
1302 F08
2ms/DIV
1302 F07e
Figure 7e. 0.01µF, 10k Series RC Shows Good
Transient Response. Slight Underdamping
Still Noticeable
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
ILOAD
VOUT
5V
600mA
Figure 8. Addition of R1 Eliminates Low Frequency
Output Ripple in This 2.5V to 5V Boost Converter
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
INDUCTOR
CURRENT
1A/DIV
510mA
10mA
ILOAD 525mA
25mA
2ms/DIV
1302 F07f
Figure 7f. 0.01µF, 24k Series RC
Results in Optimum Response
1ms/DIV
1302 F08a
Figure 8a. IT Pin Floating. Note 6kHz Burst Rate at
ILOAD = 25mA. 0.1µF/4.7k Compensation Network
Causes 220mV Undershoot
4-273
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
低下し、最終的にオーディオ周波数に達しますが、これ
はIT機能がない場合よりもさらに負荷が軽いときです。
いくつかの入力電圧/負荷電流の組合せでは、オーディ
オ・バンド以外の周波数で、残留バーストが発生する可
能性があります。
図8cに、R1を追加した場合と、追加しない場合の効率
を詳述します。バースト・モード動作は、ITをフロート
させたときは、軽負荷時び効率を高く維持します。
LT1302はバースト・モードに移行できないため、R1を
追加すると軽負荷時の効率が低下します。
VOUT
100mV/DIV
AC COUPLED
INDUCTOR
CURRENT
1A/DIV
ILOAD 525mA
25mA
レイアウト
1ms/DIV
1302 F08b
Figure 8b. 3.3k Resistor from IT Pin to Ground Forces
LT1302 into Current Mode Regardless of Load. Audio
Frequency Component Eliminated
90
IT FLOATING
80
EFFICIENCY (%)
ITピンをソフトスタートとして使用することはできませ
ん。このピンに大容量コンデンサを接続すると、誤動作
するおそれがあります。デバイスがバースト・モードで
動作中のときは、ピンをフロートさせておきます。この
ピンには高dV/dt信号を近づけないでください。
70
3.3k IT TO GND
60
50
40
30
1
10
100
OUTPUT CURRENT (mA)
1000
1302 F08c
Figure 8c. 3.3k Resistor for IT to Ground Increases
Efficiency at Moderate Load, Decreases at Light Load
LT1302では高速、高電流スイッチング動作を実行する
ため、慎重にレイアウトを行う必要があります。適切に
動作させるには、図9の部品配置に従ってください。高
電流機能はパッケージによって、高感度制御機能から分
離されています。帰還抵抗R1とR2は、帰還ピン(ピン4)
の近くに配置しなければなりません。注意を怠ると、こ
のピンにノイズが入り込むおそれがあります。高周波バ
イ パ ス 用 に 、 FBか ら グ ラ ン ド に 小 さ な コ ン デ ン サ
(100pF∼200pF)を接続してください。LT1302を3個の電
池またはそれより高い電圧の入力で動作させる場合は、
VINと直列にR3( 2Ω∼10Ω)を接続することを推奨しま
す。この抵抗は入力電源のノイズ・スパイクからデバイ
スを絶縁します。デバイスが2V入力から動作しなけれ
ばならない場合は、入力電流によってLT1302のVINピン
の電圧が2V以下になるため、R3を追加しないでくださ
い。0.1µFのセラミック・バイパス・コンデンサC3
(Z5U
ではなく、X7Rを使用します)をできる限り、パッケー
ジの近くに実装しなければなりません。R3を使用する
VIN
R2
C3
R3
2Ω
L1
+
4
3
6
LT1302
C1
D1
5
7
2
8
1
R1
200pF
SHUTDOWN
RC
CC
+
C2
VOUT
GND (BATTERY AND LOAD RETURN)
1302 F09
Figure 9. Suggested Component Placement for LT1302
4-274
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
とき、C3には1µFのタンタル・ユニットを使用してくだ
さい。グランドは、図に示すように分離する必要があり
ます。C3のグランド・トレースにはスイッチ電流が流
れてはなりません。図に示すように、独立したグラン
ド・トレースをパッケージの下に走らせてください。電
池と負荷リターンは、銅のグランド・トレースの電源側
に入らなければなりません。
熱に関する考察
LT1302は、過剰な内部(接合部)温度からデバイスを保
護するためのサーマル・シャットダウン機能を内蔵して
います。デバイスの接合部温度が保護スレッショルドを
超えると、デバイスは通常動作とオフ状態を交互に繰り
返します。このサイクリングは、デバイスに影響を与え
るものではありません。サーマル・サイクリングは、標
準で10msから数秒の低速度で発生しますが、これは消
費電力とパッケージおよびヒートシンクの熱時定数に
よって決まります。デバイスがサーマル・シャットダウ
ンを開始するまで周囲温度を上昇させれば、サーマル・
デザインにどれだけ余裕があるかがわかります。
表面実装デバイスの場合、放熱はPCボードと銅トレー
スの放熱機能を利用して行われます。実験から放熱銅レ
イヤを電気的にデバイスのタブに接続する必要がないこ
とがわかっています。PCBの材質は、デバイスのピン1
と8に接続されたパッド領域、およびボード内部または
反対側のグランド・プレーン層の間で、熱を放出するの
に非常に効果的です。実際のPCB材の熱抵抗は高くなっ
ていますが、層間の熱抵抗の長さ/面積比は小さなもの
です。銅ボード・スティフナおよびメッキ・スルー・
ホールを使ってデバイスが発生した熱を放散することも
できます。
表3にSOパッケージの熱抵抗をリストします。数種類の
異なるボード・サイズおよび銅面積に対する熱抵抗の測
定値を各表面実装パッケージについてリストします。す
べての測定値は、1オンスの銅フォイルをもつ3/32" FR-4
ボードを使用し、静止雰囲気で得られたものです。この
データは、熱抵抗を推定する際におおまかなガイドライ
ンとして使用できます。各アプリケーションの熱抵抗
は、ボード上の他の部品との熱作用やボードのサイズと
形状によって影響を受けます。
Table 3. S8 Package, 8-Lead Plastic SO
COPPER AREA
TOPSIDE*
BACKSIDE
BOARD AREA
THERMAL RESISTANCE
(JUNCTION-TO-AMBIENT)
2500 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm
60°C/W
1000 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm
62°C/W
225 sq. mm
2500 sq. mm 2500 sq. mm
65°C/W
100 sq. mm
2500 sq. mm 2500 sq. mm
69°C/W
100 sq. mm
1000 sq. mm 2500 sq. mm
73°C/W
100 sq. mm
225 sq. mm
2500 sq. mm
80°C/W
100 sq. mm
100 sq. mm
2500 sq. mm
83°C/W
* Pins 1 and 8 attached to topside copper
N8 Package, 8-Lead DIP:
Thermal Resistance (Junction-to-Ambient) = 100°C/W
温度上昇の計算
昇圧レギュレータ構成でのLT1302の内部消費電力の概
算値は、次のとおりです:
2







 V

 V
OUT + VD
OUT + VD

 −
PD = I2OUT R 

IOUT VOUT R  
 V − IOUT VOUT R 

 VIN −

 IN
VIN 
VIN  



+
(
)
IOUT VOUT + VD − VIN
27
この式の最初の項は、スイッチの「オン抵抗」によるもの
です。2番目の項はスイッチ・ドライバからの値です。
また、Rはスイッチ抵抗(標準0.15Ω)です。VDはダイ
オードの順方向電圧降下です。
温度上昇は、次式から計算できます:
∆T = PD×θJA
ここで、
∆T=温度上昇
PD=デバイスの消費電力
θJA =熱抵抗(接合部−周囲間)
4-275
LT1302/LT1302-5
アプリケーション情報
例として、以下の仕様の昇圧コンバータを検討します:
VIN=3 V
VOUT=6 V
IOUT=700 mA
LT1302の全消費電力損失は、R=0.15Ω、VD=0.45Vと
仮定すると、
次のようになります:
(
PD = 700mA
2






  0.7 6 + 0.45 − 3



6 + 0.45
6 + 0.45
0.15Ω 
+
 −
×
×
.
.
.
.
×
×
0
7
6
0
15
0
7
6
0
15
27
 



 3 −
3−





3
3


)(
2
)
= 223mW + 89mW = 312mW
上部と裏面に100 sq.mmの放熱板付きCS8パッケージを使
用した場合:
∆T = (312mW)(84℃/W) = 25.9℃の上昇
N8パッケージの場合:
∆T = 31.2℃
周囲温度70℃のとき、ダイ温度は101.2℃です。
4-276
( )(
)
LT1302/LT1302-5
U
TYPICAL APPLICATIONS
Single Cell to 5V/150mA Converter
5V/150mA
OUTPUT
L1
3.3µH
D1
220Ω
10Ω
R1
301k
1%
2N3906
(169k FOR 3.3V)
100k
1.5V
CELL
100k
IL
SET
100k
VIN
SW
VIN
SW1
LT1073
FB
GND
SHDN
FB
LT1302
AO
IT
PGND
SW2
56.2k
1%
VC
GND
100pF
4.99k
1%
20k
+
C1
47µF
L1 = COILCRAFT DO3316-332
D1 = MOTOROLA MBRS130LT3
C2
220µF
+
0.01µF
0.1µF
C1 = AVX TPSD476M016R0150
C2 = AVX TPSE227M010R0100
COILCRAFT (708) 639-2361
36.5k
1%
1302 TA03
2V to 12V/120mA Converter
L1
3.3µH
6
7
2 CELLS
+ C1
100µF
C3
0.1µF
D1
VIN
SW
33µF
IT
SHDN
LT1302
8
PGND
GND
1
+ C2
NC
5
+ C2
FB
3
SHUTDOWN
4
VC
2
RC
20k
R1
100k
1%
100pF
33µF
CC
0.02µF
C1 = AVX TPSD107M010R0100
C2 = AVX TPSD336M025R0200
D1 = MOTOROLA MBRS130LT3
L1 = COILCRAFT DO3316-332
OUTPUT
12V
120mA
R2
866k
1%
LT1302 • TA04
4-277
LT1302/LT1302-5
U
TYPICAL APPLICATIONS
3 Cell to 3.3V Buck-Boost Converter with Auxiliary 12V Regulated Output
VIN
2.5V-8V
10Ω
SHUTDOWN
SHDN
FB
169k
1%
200pF
VC
GND
6
T1D
T1E
4
5
+ C3
47µF
16V
VIN
SW
D2
LT1302
100k
1%
7
13V
0.1µF
IT
PGND
2
+ C1
100µF
16V
D1
24k
4700pF
IN
1
T1C
T1A
12V
120mA
OUT
+ 22µF
9
25V
330k
1%
LT1121
SHDN
3
8
T1B
+
ADJ
GND
+ C2
330µF
6.3V
3.3µF
150k
1%
10
1302 TA05
3.3V OUTPUT
400mA
T1 =
D1, D2 =
C1 =
C2 =
C3 =
DALE LPE-6562-A069, 1:3:1:1:1 TURNS RATIO, 10µH PRIMARY. DALE (605) 665-9301
MOTOROLA MBRS130LT3
AVX TPSE107016R0100
AVX TPSE337006R0100
AVX TPSD476016R0150
2 Li-Ion Cell to 5.8V/600mA DC/DC Converter
C2
220µF
10V
L1
22µH
VIN
4V TO 9V
+
10Ω
+
C1
100µF
16V
SW
FB
VIN
IT
+
1µF
L2
22µH
MBRS130LT3
VOUT
5.8V
600mA
LT1302
SHDN
GND
SHUTDOWN
L1, L2 = COILCRAFT DO3316-223
C1 = AVX TPSE107016R0100
C2, C3 = AVX TPSE227010R0100
4-278
365k
1%
VC
PGND
+
20k
100k
1%
C3
220µF
10V
10nF
DUTY CYCLE =
VOUT
VIN + VOUT
PEAK SWITCH VOLTAGE = VIN + VOUT
1302 TA07
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