LT1302/LT1302-5 LT1302/LT1302-5 マイクロパワー高出力電流 ステップアップ可変電圧 および固定5V DC/DCコンバータ 特長 概要 ■ LT®1302/LT1302-5は、広範な出力電流で高効率を維持 するマイクロパワーのステップアップDC/DCコンバータ です。これらのデバイスは、2Vの低電源電圧で動作 し、軽負荷でのバースト・モード動作と重負荷での電流 モード動作を自動的に切り替える機能を備えています。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 2セル電源から5V（600mA）または12V（120mA）を出力 静止電流：200µA ロジック制御のシャットダウン機能により消費電力を 15µAまで低減 低VCESATスイッチ：310mV・2A（TYP） 軽負荷でバースト・モードTM動作 電流モード動作で優れたラインおよび負荷過渡応答を達成 8ピンSOまたはPDIPで供給 2Vの低電源電圧で動作 LT1302/LT1302-5は、8ピンDIPパッケージまたは8ピン SOICパッケージで供給され、現在市場に出回っている どの類似パッケージのスイッチング・レギュレータより も高いスイッチング電流定格を実現しています。 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ 内部の低損失NPNパワー・スイッチは2Aを超える電流 を処理でき、最大400kHzの周波数でスイッチング可能 です。静止電流はわずか200µAで、シャットダウン時に は15µAまで低減できます。 ノートブックおよびパームトップ・コンピュータ 携帯用計測器 パーソナル・デジタル・アシスタント セルラー電話 フラッシュ・メモリ 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 バースト・モードはリニアテクノロジー社の商標です。 UO TYPICAL APPLICATI 6 7 2 CELLS + C1 100µF C3 0.1µF D1 VIN SW SHDN PGND GND 1 + C2 100µF IT LT1302-5 8 2-Cell to 5V Converter Efficiency NC 5 SENSE VC 90 3 88 SHUTDOWN 2 RC 20k CC 0.01µF VIN = 3V 86 4 EFFICIENCY (%) L1 10µH 84 VIN = 2.5V 82 VIN = 2V 80 78 76 74 72 OUTPUT 5V 600mA LT1302 • F01 C1 = C2 = SANYO OS-CON L1 = COILTRONICS CTX10-3 COILCRAFT DO3316-103 D1 = MOTOROLA MBRS130LT3 Figure 1. 2-Cell to 5V/600mA DC/DC Converter 4-264 70 1 10 100 LOAD CURRENT (mA) 1000 LT1302 • TA02 LT1302/LT1302-5 U U RATI GS W W W W AXI U U ABSOLUTE PACKAGE/ORDER I FOR ATIO VIN Voltage ............................................................. 10V SW Voltage ............................................................. 25V FB Voltage .............................................................. 10V SHDN Voltage ......................................................... 10V VC Voltage ................................................................ 4V IT Voltage .................................................................. 4V Maximum Power Dissipation ............................ 700mW Operating Temperature Range .................... 0°C to 70°C Storage Temperature Range ............... – 65°C to 150°C Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300°C ORDER PART NUMBER TOP VIEW GND 1 8 PGND VC 2 7 SW SHDN 3 6 VIN (SENSE*)FB 4 5 IT N8 PACKAGE S8 PACKAGE 8-LEAD PDIP 8-LEAD PLASTIC SO *FIXED VERSION PINS 1 AND 8 ARE INTERNALLY CONNECTED IN SOIC PACKAGE TJMAX = 125°C, θJA = 100°C/W (N8) TJMAX = 125°C, θJA = 80°C/W (S8) LT1302CN8 LT1302CS8 LT1302CN8-5 LT1302CS8-5 S8 PART MARKING 1302 13025 Consult factory for Industrial and Military grade parts. DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS SYMBOL IQ PARAMETER Quiescent Current VIN Input Voltage Range TA = 25°C, VIN = 2.5V, unless otherwise noted. CONDITIONS VSHDN = 0.5V, VFB = 1.3V VSHDN = 1.8V MIN ● ● ● 2.0 2.2 1.22 ● 4.85 ● 175 160 75 ● VFB VOS DC tON tOFF VCESAT Feedback Voltage (LT1302) Feedback Pin Bias Current (LT1302) Output Sense Voltage (LT1302-5) Output Ripple Voltage (LT1302-5) Sense Pin Resistance to Ground (LT1302-5) Offset Voltage Comparator Hysteresis Oscillator Frequency Maximum Duty Cycle Switch On Time Switch Off Time Output Line Regulation Switch Saturation Voltage VC = 0.4V VFB = 1V VC = 0.4V VC = 0.4V See Block Diagram (Note 1) Current Limit Not Asserted (Note 2) Current Limit Not Asserted 2 < VIN < 8V ISW = 2A ● TYP 200 15 1.24 100 5.05 50 420 15 5 220 86 3.9 0.7 0.06 310 ● Switch Leakage Current Switch Current Limit VSHDNH VSHDNL ISHDN Error Amplifier Voltage Gain Shutdown Pin High Shutdown Pin Low Shutdown Pin Bias Current VSW = 5V, Switch Off VC = 0.4V (Burst Mode Operation) VC = 1.25V (Full Power) (Note 3) 0.9V ≤ VC ≤ 1.2V, ∆VC/∆VFB ● ● ● 2.0 50 1.8 0.1 1 2.8 75 ● VSHDN = 5V VSHDN = 2V VSHDN = 0V I T Pin Resistance to Ground The ● denotes specifications which apply over the 0°C to 70°C temperature range. Note 1: Hysteresis is specified at DC. Output ripple depends on capacitor size and ESR. ● ● 8 3 0.1 3.9 MAX 300 25 8 1.26 5.25 265 310 95 0.15 400 475 10 3.9 0.5 20 1 UNITS µA µA V V V nA V mV kΩ mV mV kHz kHZ % µs µs %/V mV mV µA A A V/ V V V µA µA µA kΩ Note 2: The LT1302 operates in a variable frequency mode. Switching frequency depends on load inductance and operating conditions and may be above specified limits. Note 3: Minimum switch current 100% tested. Maximum switch current guaranteed by design. 4-265 LT1302/LT1302-5 U W TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS No-Load Quiescent Current Circuit of Figure 1 Switch Saturation Voltage 400 TA = 25°C TA = 25°C 450 ISW = 2A 400 350 SATURATION VOLTAGE (mV) 500 400 VCESAT (V) QUIESCENT CURRENT (µA) Switch Saturation Voltage 600 500 300 250 200 300 200 150 100 100 350 300 250 200 150 50 0 0 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 SUPPLY VOLTAGE (V) 4.5 5.0 0 1 2 3 SWITCH CURRENT (A) 100 –50 4 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 100 1302 G02 1302 G03 1302 G01 LT1302 Feedback Voltage LT1302-5 Sense Pin Resistance 1.250 Quiescent Current 600 300 500 250 VIN = 2.5V SWITCH OFF SENSE RESISTANCE (kΩ) FEEDBACK VOLTAGE (V) 1.240 1.235 1.230 1.225 1.220 1.215 1.210 QUIESCENT CURRENT (µA) 1.245 400 300 200 200 150 100 50 100 1.205 1.200 –50 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 0 –50 100 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 1302 G04 Error Amplifier Offset Voltage LT1302-5 Output Voltage 10 5 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 100 1302 G07 4-266 100 4.5 5.050 5.025 5.000 4.975 4.0 3.5 3.0 4.950 2.5 4.925 –25 75 Maximum On-Time ON-TIME (µs) OUTPUT VOLTAGE (V) 15 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 5.0 5.075 20 –25 1302 G06 5.100 25 OFFSET VOLTAGE (mV) 0 –50 100 1302 G05 30 0 –50 75 4.900 –50 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 100 1302 G08 2.0 –50 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 100 1302 G09 LT1302/LT1302-5 U W TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS Maximum Duty Cycle Shutdown Pin Bias Current Oscillator Frequency 100 300 20 TA = 25°C 18 FREQUENCY (kHz) DUTY CYCLE (%) 80 70 60 SHUTDOWN CURRENT (µA) 275 90 250 225 200 175 16 14 12 10 8 6 4 2 50 –50 –25 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 75 100 150 –50 –25 75 0 25 50 TEMPERATURE (°C) 1302 G10 0 100 0 1 4 6 5 2 3 SHUTDOWN VOLTAGE (V) 1302 G11 LT1302-5 Output Voltage vs Load Current 7 8 1302 G12 Maximum Output Power* Boost Mode 5.20 20 16 5.10 OUTPUT POWER (W) OUTPUT VOLTAGE (V) 5.15 5.05 5.00 4.95 VIN = 4V VIN = 2.2V VIN = 3V 12 8 4.90 4 4.85 4.80 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 LOAD CURRENT (A) 1302 G13 0 2 6 4 INPUT VOLTAGE (V) * APPROXIMATE 8 10 1302 G14 ピン機能 GND（ピン1）：信号グランド。このピンには、帰還抵抗 と0.1µFのセラミック・バイパス・コンデンサをVINから 直接接続します。 VC（ピン2）：周波数補償ピン。RCを直列にGNDに接続 します。トレースを短くしてください。 SHDN（ピン3）：シャットダウン。シャットダウンする には“H”にプルアップしてください。通常動作の場合は グランドに接続します。 FB/Sense（ ピン4）：フィードバック／センス。LT1302 で は 、 こ の ピ ン は CMP1入 力 に 接 続 さ れ て い ま す 。 LT1303-5では出力抵抗列に接続します。 I（ピン5） ：通常はフロートさせておきます。GNDに T 3.3kΩ抵抗を追加し接続すると、LT1302を軽負荷で強制 的に電流モードにします。効率は、軽負荷時には低下し ますが、中負荷時には向上します。アプリケーション情 報セクションを参照してください。 VlN（ピン6）：電源ピン。(1) 0.1µFのセラミック・コンデ ン サ で GNDに 、 そ し て (2) 大 容 量 電 解 コ ン デ ン サ で PGNDにバイパスしなければなりません。VINが5Vを超 えるときは、小さな抵抗（2Ω∼10Ω）を接続して、VINピ ンを入力電源のノイズから絶縁してください。 4-267 LT1302/LT1302-5 ピン機能 SW（ピン7）：スイッチ・ピン。このピンにはインダク タとダイオードを接続します。レイアウトは短く直接行 うようにしてください。 ケージの下で接続しなければなりません。SOパッケー ジでは、ピン1とピン8は熱的にダイに接続されます。1 平方インチのPCB銅で、デバイスに十分なヒートシンク が得られます。 PGND（ピン8）：電源グランド。ピン8とピン1をパッ W BLOCK DIAGRA SM D1 L1 VIN C1 + 6 C3 7 VIN 36mV R5 730Ω A2 – 1.24V REFERENCE + VOS 15mV R2 220kHz OSCILLATOR Q5 SHUTDOWN Q4 160X DRIVER VIN Q1 A1 SHDN Q3 VIN – 3 A3 HYSTERETIC COMPARATOR 2µA FB 4 C5 100pF OFF ENABLE – R1 SW R4 1.75Ω + CMP1 VOUT + C2 0.1µF Q2 BIAS + ERROR AMPLIFIER 300Ω 1 GND 2 VC R3 22k C4 0.01µF Figure 2. LT1302 Block Diagram 4-268 5 IT 3.6k 8 PGND 1302 F02 LT1302/LT1302-5 W BLOCK DIAGRA SM SENSE VIN SW 4 6 7 36mV R4 1.75Ω + R5 730Ω A2 R1 315k – 1.24V REFERENCE CMP1 + OFF ENABLE – 220kHz OSCILLATOR HYSTERETIC COMPARATOR 2µA VOS 15mV – 3 SHUTDOWN Q4 160X DRIVER VIN Q1 A1 SHDN Q3 VIN Q5 R2 105k A3 Q2 BIAS + ERROR AMPLIFIER 300Ω 3.6k 1 2 5 8 GND VC IT PGND 1302 F03 Figure 3. LT1302-5 Block Diagram 動作 図2のブロック図を参照すれば、LT1302の動作を最も良 く理解することができます。LT1302は負荷に応じて、2つ のモードのいずれかで動作します。軽負荷時には、コンパ レータCMP1が出力を制御し、重負荷時には誤差アンプ A1に制御が渡されます。バースト・モード動作では、FBピ ンの電圧をヒステリシス付きコンパレータCMP1でモニ タします。外部アッテネータR1とR2によって出力電圧に 関連付けられるFB電圧が、1.24V以下に低下すると発振 器がイネーブルされます。すると、Q4が交互にターンオ ンし、インダクタL1で電流が大きくなると、今度はター ンオフして、増大した電流がD1を通して出力コンデンサ C3に流れ込めるようにします。出力電圧が上昇すると、 FBの電圧も上昇します。FBの電圧がリファレンス電圧と CMP1のヒステリシス（約5mV）を加えた電圧を超える と、CMP1が発振器をターンオフします。このモードで は、ピーク・スイッチ電流は、A2、Q2、およびQ3によって 約1Aに制限されます。Q2の電流は34µAに設定されてお り 、こ の 電 流 が R5を 流 れ る と 、A2の 負 入 力 が VINよ り 25mV低くなります。A2がトリップして発振器をターン オフするには、このノードがVINから36mV以上低下しな ければなりません。残りの11mVは、R4を流れるQ3の電流 によって生成されます。エミッタ領域のスケーリングが、 Q3のコレクタ電流をスイッチQ4の電流の0.625%に設定 します。Q4の電流が1AでQ3の電流が6.25mAのとき、R4 の両端に11mVの電圧降下が生じ、この電圧がR5の25mV の電圧降下に追加され、A2がトリップするのに十分なレ ベルになります。 出力の負荷が1Aのピーク電流では出力電圧をサポート できないポイントまで上昇すると、CMP1はオンになっ 4-269 LT1302/LT1302-5 動作 たままで、ピーク・スイッチ電流はVCピン（A1の出力） の電圧によって安定化されます。VCはQ1のベースをド ライブします。VC電圧が上昇すると、Q2が流す電流が 減少し、R5の電圧降下が小さくなります。A2がトリッ プするには、Q4のピーク電流が増加しなければなりま せん。この電流モード制御により、入力電圧の変動に対 して良好な安定性と変動除去が実現されます。これは直 線閉ループ・システムですので、周波数補償が必要で す。VCからグランドへの直列RCが必要なポールゼロの 組合せを提供します。 LT1302-5は帰還抵抗R1とR2を内蔵しています。出力電 圧はバースト・モードでは5.05Vに設定されますが、電 流モードでは4.97Vに低下します。 アプリケーション情報 インダクタの選択 LT1302に使用するインダクタは、次の2つの要求条件を 満足しなければなりません。まず、インダクタは暴走的 飽和なしで、2.5A∼3Aの電流を処理できなければなり ません。ロッドまたはドラム・コア・ユニットは通常、 徐々に飽和するため、メーカが発表している飽和電流を 20%程度超えても問題はありません。次に、銅損失を低 く抑えるために、DCRは0.05Ω以下と低くなければなり ません。インダクタンス値はそれほど重要ではありませ ん。一般に、2Vまでの低電圧入力に対しては、10µHの インダクタ（Coilcraft D03316-103など）が推奨されます。 4Vから5Vの入力に対しては、22µHユニット（Coilcraft D03316-223など）を使用してください。スイッチング周 波数は最大400kHzまで可能ですので、コア材は損失な く高周波数に対応できなければなりません。フェライト やモリパーマロイ・コアのほうが、鉄粉よりも適してい ます。EMIが問題になる場合は、Coiltronics CTX20-4な どのトロイダル・インダクタが推奨されます。 昇圧コンバータの場合には、次式でデューティ・サイク ルを計算することができます： V DC = 1– IN VOUT 2V→12Vコンバータのように、VOUT/VINの電圧差が大き いときには、特殊な状況が存在します。必要なデュー ティ・サイクルは、LT1302が供給可能なものより高い ため、コンバータは不連続動作に対応できる設計になっ ていなければなりません。これは、スイッチがオフの間 はインダクタ電流がゼロになることを意味します。2V →12Vのケースでは、単一サイクルでインダクタの電流 が2Aに達することができるよう、インダクタンスが十 分低くなければなりません。インダクタ値は次のように 定義できます： 4-270 L≤ (V IN − VSW )× t ON 2A 2V入力のときは、3.3µHの値が許容されます。インダク タンスが非常に低いため、通常はより小さいコア・サイ ズを使用できます。必ずしもピーク電流が高くないた め、連続動作の場合ほど効率は高くありません。 表1にインダクタのサプライヤを、該当する部品番号と ともにリストします。 Table 1. Recommended Inductors VENDOR Coilcraft Coiltronics Dale Sumida PART NO. DO3316-103 DO3316-153 DO3316-223 CTX10-2 CTX20-4 LPT4545-100LA LPT4545-200LA CD105-100 CD105-150 CDR125-220 VALUE(µH) 10 15 22 10 20 10 20 10 15 22 PHONE NO. (708) 639-6400 (407) 241-7876 (605) 665-9301 (708) 956-0666 コンデンサの選択 適切な性能を得るために、出力コンデンサは低ESRタイ プのものでなければなりません。コンデンサのESRが高 いと、インダクタ電流がダイオードを流れるときに、出 力電圧がISW×ESRだけ増加するため、高負荷電流時に は電流モードとバースト・モード間で、「モード・ホッ ピング」が発生するおそれがあります。図4に、出力に2 個の220µF AVX TPSコンデンサを接続したLT1302-5昇圧 コンバータの出力電圧を示します。510mA負荷時のリッ プル電圧は約30mVP-Pで、低周波数成分はありません。 LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 全ESRは0.03Ω以下です。代わりに100µFのアルミニウ ム電解コンデンサを1個使用した場合は、高ESRのため に電流モードとバースト・モード間でコンバータがモー ドホップを起こし、図5に示すとおり、電圧コンパレー タがトリップします。これによって、リップル電圧が 500mVP-Pを超え、低周波数成分が含まれるようになりま す。許容される出力コンデンサの最大ESRは、以下の公 式で計算できます： ESRMAX = VOS × VOUT VREF × 1A ここで、 VOS＝15mV VREF＝1.24V 入力コンデンサ 入力電源は、LT1302の近くで、良質の電解コンデンサを 使用してデカップリングし、安定した入力電源を供給し なければなりません。電源からスイッチャへのリードや トレースが長いと、LT1302のスイッチング周波数でイン ピーダンスがかなり大きくなるおそれがあります。入力 コンデンサは、高周波時に低インピーダンスとなります。 VINピンのすぐ近くに、0.1µFのセラミック・コンデンサが 必要です。入力電圧が5V以上になるときには、図6で詳述 するとおり、VIN用の10Ω/1µFのデカップリング・ネット ワークを付加してください。トランスをドライブすると きにも、このネットワークが推奨されます。 VIN > 5V 10Ω VIN + VOUT 50mV/DIV AC COUPLED 47µF TO 100µF SW + 1µF LT1302 GND • • • PGND 1302 F06 ILOAD 510mA 10mA Figure 6. A 10Ω/1µF Decoupling Network at VIN Is Recommended When Input Voltage Is Above 5V 500µs/DIV 1302 F04 Figure 4. Low ESR Output Capacitor Results in Stable Operation. Ripple Voltage is Under 30mVP-P 表2にコンデンサのベンダを部品タイプとともにリスト します。 Table 2. Recommended Capacitors VOUT 200mV/DIV AC COUPLED VENDOR AVX Sanyo Sprague 510mA ILOAD SERIES TPS OS-CON 595D TYPE Surface Mount Through Hole Surface Mount PHONE NO. (803) 448-9411 (619) 661-6835 (603) 224-1961 10mA 500µs/DIV 1302 F05 Figure 5. Inexpensive Electrolytic Capacitor Has High ESR, Resulting in Mode-Hop, Ripple Voltage Amplitude Is Over 500mVP-P and Includes Low Frequency Component ダイオードの選択 入手可能なものでは、モトローラ製MBRS130LT3などの 2Aショットキ・ダイオードが最適であることがわかり ました。その他、1N5821やMBRS130T3も使用できま す。1N4001のような「汎用」ダイオードは使わないでく ださい。これらはスイッチング・レギュレータ・アプリ ケーションには低速すぎます。 4-271 LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 周波数補償 チングをターンオフした結果です。 入力および出力電圧、 トポロジー、コンデンサのESR、 およ びインダクタンスがさまざまで、 単純な公式では定義でき ないため、周波数補償ネットワークに適したRCを得る方 法は、 概して実験的作業になります。 一例として、 500mAを 供給する2.5V∼5Vの昇圧コンバータを検討してみましょ う。最適な補償を決定するために、回路を構築しその回路 に過渡負荷を適用します。 図7に構成を示します。 図7cでは、0.1µFコンデンサが0.01µFユニットに置き換 えられています。アンダシュートは小さなものですが、 応答はアンダダンプされたままです。図7dに0.1µFのコ ンデンサと10kΩの抵抗を直列に接続した結果を示しま す。ここで、いくらかのダンピングが観察され、動作は さらに抑制されます。図7eに0.01µF/10kΩの直列ネット ワークでの応答を詳細に示します。アンダシュートは、 約100mVすなわち2%まで低減されます。まだ多少アン ダダンピングが目立ちます。 図7aで、VCピンは単にフロートさせておきます。出力 電圧が維持され過渡応答も良好ですが、負荷の接続時に スイッチ電流が内部電流制限値まで瞬時に立ち上がりま す。しかし、この状況はスイッチと他のパワー部品に最 大のストレスを加えるため望ましくありません。さら に、効率は最適値からはかなり低くなります。次に、 0.1µコンデンサが抵抗なしで接続されます。図7bに応答 を詳述します。回路は最終的には安定しますが、ループ はかなりアンダダンピングされます。また、最初の出力 「垂下り」が5%を超えます。4番目の目盛りでの急な動き は、LT1302のバースト・モード・コンパレータが、出 力電圧がスレッショルドを超えたときにすべてのスイッ VIN 2.5V VIN SW C1 330µF D1 0.1µF C2 220µF + C3 220µF IT SHDN LT1302-5 PGND GND + VCピンは高周波数ノイズに敏感です。レイアウトに よっては、スイッチング周波数の1/2で、ピーク・ス イッチ電流を変調するようなノイズを発生するおそれが あります。VCからグランドに小さなコンデンサを接続 すれば、この問題を解消できます。補償コンデンサ値の 1/10を超えてはなりません。 NC L1 10µH + 最後に、 0.01µF/24kΩの直列ネットワークによって、 図7fに示 す応答が得られます。 これは最適なダンピングになってお り、 アンダシュートは100mV未満で、 1ms以内に安定します。 SENSE VC 500Ω 10Ω 2W R PULSE GENERATOR C MTP3055EL C1, C2, C3 = AVX TPS SERIES D1 = MOTOROLA MBRS130LT3 L1 = COILCRAFT DO3316-103K 50Ω 1302 F07 Figure 7. Boost Converter with Simulated Load VOUT 100mV/DIV AC COUPLED VOUT 100mV/DIV AC COUPLED 510mA 510mA ILOAD ILOAD 10mA 2ms/DIV 1302 F07a Figure 7a. VC Pin Left Unconnected. Output Shows Low Frequency Components Under Load 4-272 10mA 2ms/DIV 1302 F07b Figure 7b. 0.1µF from VC to Ground. Better, but More Improvement Needed LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 ITピン VOUT 100mV/DIV AC COUPLED ILOAD ITピンはバースト・モードをディスエーブルして、軽負 荷時にもLT1302を電流モードで動作させるのに使用し ます。バースト・モードをディスエーブルするために、 ITからグランドに3.3kΩ抵抗R1を接続しておきます。こ のモードではより保守的な周波数補償を使用しなければ なりません。VCからグランドに0.1µFのコンデンサと 4.7kΩの抵抗を接続すれば十分です。多くのアプリケー ションで、このテクニックを使用すれば、低周波バース ト・モード・リップルを低減または除去できます。 510mA 10mA 2ms/DIV 1302 F07c Figure 7c. 0.01µF from VC to Ground. Underdamped Response Requires Series R 説明のために、図8の回路の負荷過渡応答は、R1を接続 した場合と接続しない場合を示しています。図8aに抵抗 がない場合の出力電圧とインダクタ電流を示します。な お、コンバータが25mAを供給しているときのバース ト・レートは6kHzです。3.3kΩ抵抗を追加すれば、図8b に示すように低周波バーストが除去されます。この機能 はオーディオ回路を内蔵するシステムで有効です。非常 に軽い負荷または無負荷時には、スイッチング周波数が VOUT 100mV/DIV AC COUPLED 510mA ILOAD 10mA 2ms/DIV 1302 F07d Figure 7d. 0.1µF with 10k Series RC. Classic Overdamped Response VIN 2.5V 10µH + VOUT 100mV/DIV AC COUPLED VIN C1 330µF MBRS130LT3 + 220µF 10V 0.1µF + LT1302-5 PGND GND 220µF 10V 510mA ILOAD SENSE SW VC IT 4.7k R1 3.3k 0.1µF 10mA 1302 F08 2ms/DIV 1302 F07e Figure 7e. 0.01µF, 10k Series RC Shows Good Transient Response. Slight Underdamping Still Noticeable VOUT 100mV/DIV AC COUPLED ILOAD VOUT 5V 600mA Figure 8. Addition of R1 Eliminates Low Frequency Output Ripple in This 2.5V to 5V Boost Converter VOUT 100mV/DIV AC COUPLED INDUCTOR CURRENT 1A/DIV 510mA 10mA ILOAD 525mA 25mA 2ms/DIV 1302 F07f Figure 7f. 0.01µF, 24k Series RC Results in Optimum Response 1ms/DIV 1302 F08a Figure 8a. IT Pin Floating. Note 6kHz Burst Rate at ILOAD = 25mA. 0.1µF/4.7k Compensation Network Causes 220mV Undershoot 4-273 LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 低下し、最終的にオーディオ周波数に達しますが、これ はIT機能がない場合よりもさらに負荷が軽いときです。 いくつかの入力電圧/負荷電流の組合せでは、オーディ オ・バンド以外の周波数で、残留バーストが発生する可 能性があります。 図8cに、R1を追加した場合と、追加しない場合の効率 を詳述します。バースト・モード動作は、ITをフロート させたときは、軽負荷時び効率を高く維持します。 LT1302はバースト・モードに移行できないため、R1を 追加すると軽負荷時の効率が低下します。 VOUT 100mV/DIV AC COUPLED INDUCTOR CURRENT 1A/DIV ILOAD 525mA 25mA レイアウト 1ms/DIV 1302 F08b Figure 8b. 3.3k Resistor from IT Pin to Ground Forces LT1302 into Current Mode Regardless of Load. Audio Frequency Component Eliminated 90 IT FLOATING 80 EFFICIENCY (%) ITピンをソフトスタートとして使用することはできませ ん。このピンに大容量コンデンサを接続すると、誤動作 するおそれがあります。デバイスがバースト・モードで 動作中のときは、ピンをフロートさせておきます。この ピンには高dV/dt信号を近づけないでください。 70 3.3k IT TO GND 60 50 40 30 1 10 100 OUTPUT CURRENT (mA) 1000 1302 F08c Figure 8c. 3.3k Resistor for IT to Ground Increases Efficiency at Moderate Load, Decreases at Light Load LT1302では高速、高電流スイッチング動作を実行する ため、慎重にレイアウトを行う必要があります。適切に 動作させるには、図9の部品配置に従ってください。高 電流機能はパッケージによって、高感度制御機能から分 離されています。帰還抵抗R1とR2は、帰還ピン（ピン4） の近くに配置しなければなりません。注意を怠ると、こ のピンにノイズが入り込むおそれがあります。高周波バ イ パ ス 用 に 、 FBか ら グ ラ ン ド に 小 さ な コ ン デ ン サ （100pF∼200pF）を接続してください。LT1302を3個の電 池またはそれより高い電圧の入力で動作させる場合は、 VINと直列にR3（ 2Ω∼10Ω）を接続することを推奨しま す。この抵抗は入力電源のノイズ・スパイクからデバイ スを絶縁します。デバイスが2V入力から動作しなけれ ばならない場合は、入力電流によってLT1302のVINピン の電圧が2V以下になるため、R3を追加しないでくださ い。0.1µFのセラミック・バイパス・コンデンサC3 （Z5U ではなく、X7Rを使用します）をできる限り、パッケー ジの近くに実装しなければなりません。R3を使用する VIN R2 C3 R3 2Ω L1 + 4 3 6 LT1302 C1 D1 5 7 2 8 1 R1 200pF SHUTDOWN RC CC + C2 VOUT GND (BATTERY AND LOAD RETURN) 1302 F09 Figure 9. Suggested Component Placement for LT1302 4-274 LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 とき、C3には1µFのタンタル・ユニットを使用してくだ さい。グランドは、図に示すように分離する必要があり ます。C3のグランド・トレースにはスイッチ電流が流 れてはなりません。図に示すように、独立したグラン ド・トレースをパッケージの下に走らせてください。電 池と負荷リターンは、銅のグランド・トレースの電源側 に入らなければなりません。 熱に関する考察 LT1302は、過剰な内部（接合部）温度からデバイスを保 護するためのサーマル・シャットダウン機能を内蔵して います。デバイスの接合部温度が保護スレッショルドを 超えると、デバイスは通常動作とオフ状態を交互に繰り 返します。このサイクリングは、デバイスに影響を与え るものではありません。サーマル・サイクリングは、標 準で10msから数秒の低速度で発生しますが、これは消 費電力とパッケージおよびヒートシンクの熱時定数に よって決まります。デバイスがサーマル・シャットダウ ンを開始するまで周囲温度を上昇させれば、サーマル・ デザインにどれだけ余裕があるかがわかります。 表面実装デバイスの場合、放熱はPCボードと銅トレー スの放熱機能を利用して行われます。実験から放熱銅レ イヤを電気的にデバイスのタブに接続する必要がないこ とがわかっています。PCBの材質は、デバイスのピン1 と8に接続されたパッド領域、およびボード内部または 反対側のグランド・プレーン層の間で、熱を放出するの に非常に効果的です。実際のPCB材の熱抵抗は高くなっ ていますが、層間の熱抵抗の長さ/面積比は小さなもの です。銅ボード・スティフナおよびメッキ・スルー・ ホールを使ってデバイスが発生した熱を放散することも できます。 表3にSOパッケージの熱抵抗をリストします。数種類の 異なるボード・サイズおよび銅面積に対する熱抵抗の測 定値を各表面実装パッケージについてリストします。す べての測定値は、1オンスの銅フォイルをもつ3/32" FR-4 ボードを使用し、静止雰囲気で得られたものです。この データは、熱抵抗を推定する際におおまかなガイドライ ンとして使用できます。各アプリケーションの熱抵抗 は、ボード上の他の部品との熱作用やボードのサイズと 形状によって影響を受けます。 Table 3. S8 Package, 8-Lead Plastic SO COPPER AREA TOPSIDE* BACKSIDE BOARD AREA THERMAL RESISTANCE (JUNCTION-TO-AMBIENT) 2500 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm 60°C/W 1000 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm 62°C/W 225 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm 65°C/W 100 sq. mm 2500 sq. mm 2500 sq. mm 69°C/W 100 sq. mm 1000 sq. mm 2500 sq. mm 73°C/W 100 sq. mm 225 sq. mm 2500 sq. mm 80°C/W 100 sq. mm 100 sq. mm 2500 sq. mm 83°C/W * Pins 1 and 8 attached to topside copper N8 Package, 8-Lead DIP: Thermal Resistance (Junction-to-Ambient) = 100°C/W 温度上昇の計算 昇圧レギュレータ構成でのLT1302の内部消費電力の概 算値は、次のとおりです： 2 V V OUT + VD OUT + VD − PD = I2OUT R IOUT VOUT R V − IOUT VOUT R VIN − IN VIN VIN + ( ) IOUT VOUT + VD − VIN 27 この式の最初の項は、スイッチの「オン抵抗」によるもの です。2番目の項はスイッチ・ドライバからの値です。 また、Rはスイッチ抵抗（標準0.15Ω）です。VDはダイ オードの順方向電圧降下です。 温度上昇は、次式から計算できます： ∆T ＝ PD×θJA ここで、 ∆T＝温度上昇 PD＝デバイスの消費電力 θJA ＝熱抵抗（接合部−周囲間） 4-275 LT1302/LT1302-5 アプリケーション情報 例として、以下の仕様の昇圧コンバータを検討します： VIN＝3 V VOUT＝6 V IOUT＝700 mA LT1302の全消費電力損失は、R＝0.15Ω、VD＝0.45Vと 仮定すると、 次のようになります： ( PD = 700mA 2 0.7 6 + 0.45 − 3 6 + 0.45 6 + 0.45 0.15Ω + − × × . . . . × × 0 7 6 0 15 0 7 6 0 15 27 3 − 3− 3 3 )( 2 ) = 223mW + 89mW = 312mW 上部と裏面に100 sq.mmの放熱板付きCS8パッケージを使 用した場合： ∆T ＝ (312mW)(84℃/W) ＝ 25.9℃の上昇 N8パッケージの場合： ∆T ＝ 31.2℃ 周囲温度70℃のとき、ダイ温度は101.2℃です。 4-276 ( )( ) LT1302/LT1302-5 U TYPICAL APPLICATIONS Single Cell to 5V/150mA Converter 5V/150mA OUTPUT L1 3.3µH D1 220Ω 10Ω R1 301k 1% 2N3906 (169k FOR 3.3V) 100k 1.5V CELL 100k IL SET 100k VIN SW VIN SW1 LT1073 FB GND SHDN FB LT1302 AO IT PGND SW2 56.2k 1% VC GND 100pF 4.99k 1% 20k + C1 47µF L1 = COILCRAFT DO3316-332 D1 = MOTOROLA MBRS130LT3 C2 220µF + 0.01µF 0.1µF C1 = AVX TPSD476M016R0150 C2 = AVX TPSE227M010R0100 COILCRAFT (708) 639-2361 36.5k 1% 1302 TA03 2V to 12V/120mA Converter L1 3.3µH 6 7 2 CELLS + C1 100µF C3 0.1µF D1 VIN SW 33µF IT SHDN LT1302 8 PGND GND 1 + C2 NC 5 + C2 FB 3 SHUTDOWN 4 VC 2 RC 20k R1 100k 1% 100pF 33µF CC 0.02µF C1 = AVX TPSD107M010R0100 C2 = AVX TPSD336M025R0200 D1 = MOTOROLA MBRS130LT3 L1 = COILCRAFT DO3316-332 OUTPUT 12V 120mA R2 866k 1% LT1302 • TA04 4-277 LT1302/LT1302-5 U TYPICAL APPLICATIONS 3 Cell to 3.3V Buck-Boost Converter with Auxiliary 12V Regulated Output VIN 2.5V-8V 10Ω SHUTDOWN SHDN FB 169k 1% 200pF VC GND 6 T1D T1E 4 5 + C3 47µF 16V VIN SW D2 LT1302 100k 1% 7 13V 0.1µF IT PGND 2 + C1 100µF 16V D1 24k 4700pF IN 1 T1C T1A 12V 120mA OUT + 22µF 9 25V 330k 1% LT1121 SHDN 3 8 T1B + ADJ GND + C2 330µF 6.3V 3.3µF 150k 1% 10 1302 TA05 3.3V OUTPUT 400mA T1 = D1, D2 = C1 = C2 = C3 = DALE LPE-6562-A069, 1:3:1:1:1 TURNS RATIO, 10µH PRIMARY. DALE (605) 665-9301 MOTOROLA MBRS130LT3 AVX TPSE107016R0100 AVX TPSE337006R0100 AVX TPSD476016R0150 2 Li-Ion Cell to 5.8V/600mA DC/DC Converter C2 220µF 10V L1 22µH VIN 4V TO 9V + 10Ω + C1 100µF 16V SW FB VIN IT + 1µF L2 22µH MBRS130LT3 VOUT 5.8V 600mA LT1302 SHDN GND SHUTDOWN L1, L2 = COILCRAFT DO3316-223 C1 = AVX TPSE107016R0100 C2, C3 = AVX TPSE227010R0100 4-278 365k 1% VC PGND + 20k 100k 1% C3 220µF 10V 10nF DUTY CYCLE = VOUT VIN + VOUT PEAK SWITCH VOLTAGE = VIN + VOUT 1302 TA07
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