LTC3623 - 15V、±5Aレール・トゥ・レール同期整流式

LTC3623
15V、±5Aレール・トゥ・レール
同期整流式降圧レギュレータ
特長
概要
n
LTC®3623は、1 本の外付け抵抗で出力電圧を設定可能な、
高効率モノリシック同期整流式降圧レギュレータです。ISET
ピンで内部生成される高精度の50μA 電流源により、1 本の
外付け抵抗を使用して0V ∼ VIN − 0.5Vの範囲で出力電圧
を設定できます。ユーザーは、コンバータのVOUT を設定する
ために、外部電圧電源を使用してISETピンを直接駆動するこ
ともできます。VOUT 電圧はエラーアンプに直接フィードバック
され、ISET 電圧に安定化されます。SVIN ピンの動作電源電
圧範囲は4V ∼ 15V、PVIN ピンの電圧範囲は1.5V ∼ 15Vで
あるため、デュアル・リチウムイオン・バッテリ、および 12Vまた
は5Vレールから電力を受け取る場合に適しています。
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
1 本の抵抗で設定可能なVOUT：0V ～ VIN–0.5V
Silent Switcher® アーキテクチャ
ISET の精度：±1%
VOUT の範囲での高精度のVOUT レギュレーション
出力電流モニタの精度：±5%
プログラム可能なワイヤ電圧降下補償
並列接続が容易なので電流値が増加し放熱特性が向上
入力電源電圧レギュレーション・ループ
高効率：最大 96%
出力電流：±5A
N ー MOSFET 内蔵（上側 60mΩ、下側 30mΩ）
調整可能なスイッチング周波数：400kHz ～ 4MHz
入力電圧範囲：4V ～ 15V
電流モード動作による優れた入力および
負荷トランジェント応答
シャットダウン・モードで流れる電源電流：1μA 未満
高さの低い24ピン3mm×5mm QFN パッケージ
アプリケーション
n
n
n
n
n
トラッキング電源またはDDRメモリ電源
ASIC 基板のバイアス
ポイントオブロード
（POL）電源
携帯機器、バッテリ駆動機器
熱電冷却器（TEC）
システム
動作周波数は外付けRT 抵抗により400kHz ∼ 4MHzの範囲
で設定できます。高いスイッチング周波数によって小型表面
実装インダクタを使用可能にするとともに、より低い周波数に
よって高い電力効率を実現します。独自の固定周波数 /オン
時間制御アーキテクチャは、高周波で動作しながら高速トラ
ンジェント応答を必要とする高降圧比アプリケーションに最
適です。
L、LT、LTC、LTM、OPTI-LOOP、Silent Switcher、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニ
アテクノロジー社の登録商標です。Hot Swapはリニアテクノロジー社の商標です。その他全て
の商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5705919、5847554、6580258
をはじめとする米国特許によって保護されています。
標準的応用例
SVIN
90
0.1µF
22µF
ERROR
AMP
SW
80
1µH
VOUT
5V
5A
47µF
PGND
VOUT
70
50
40
POWER
LOSS
1.8
CCM
1.2
30
20
0
0.001
3623 TA01
2.4
DCM
60
10
PGOOD
ITH
PGFB
SGND
INTVCC
MODE/
SYNC
IMON
VIN_REG
ISET
IOUT/50k
VIN = 12V
VOUT = 5V
POWER LOSS (W)
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
EFFICIENCY (%)
50µA
3.0
100
LTC3623EUD
LOAD
RUN
効率および電力損失と負荷電流
BOOST
PVIN
RT
VIN
(5.5V TO 15V)
0.6
CCM
DCM
0.01
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
10
0
3623 TA01a
100k
0.1µF
1µF
10k
10nF
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
1
LTC3623
ピン配置
PVIN、SVIN の電圧 ..................................................–0.3V ～ 17V
VOUT、ISETの電圧 ..................................................... 0.3V ～ VIN
BOOSTの電圧 ............................................. SW-0.3V ～ SW+6V
RUNの電圧 ...........................................................–0.3V ～ SVIN
MODE/SYNCの電圧 .................................................–0.3V ～ 6V
ITH、RT、VIN_REGの電圧.................................–0.3V ～ INTVCC
IMON、PGOOD、PGFBの電圧............................–0.3V ～ INTVCC
GSNSの電圧 ..........................................................–0.3V ～ 12V
動作接合部温度範囲
（Note 4、5）..........................................................–40˚C ～ 125˚C
IMON
ITH
TOP VIEW
VIN_REG
（Note 1）
RT
絶対最大定格
24 23 22 21
ISET 1
20 PGFB
PGOOD 2
19 INTVCC
RUN 3
18 BOOST
GSNS 4
17 SVIN
25
PGND
PVIN 5
16 PVIN
SW 6
15 SW
NC 7
14 NC
MODE/SYNC 8
13 VOUT
PGND
PGND
PGND
PGND
9 10 11 12
UDD PACKAGE
24-LEAD (3mm × 5mm) PLASTIC QFN
TJMAX = 125˚C, θJA = 36˚C/W
EXPOSED PAD (PIN 25) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB
発注情報
（http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC3623#orderinfo）
無鉛仕上げ
テープ・アンド・リール
製品マーキング
パッケージ
温度範囲
LTC3623EUDD#PBF
LTC3623EUDD#TRPBF
LGMW
24-Lead (3mm×5mm) Plastic QFN
–40˚C to 125˚C
LTC3623IUDD#PBF
LTC3623IUDD#TRPBF
LGMW
24-Lead (3mm×5mm) Plastic QFN
–40˚C to 125˚C
より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。
テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。
一部のパッケージは、指定販売チャネルを通じて、#TRMPBFの接尾辞付きで500 単位のリールで供給されます。
3623f
2
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
電気的特性
l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA = 25˚Cでの値。
（Note 4) 注記がない限り、VIN = 12V。
SYMBOL
PARAMETER
SVIN
Signal VIN Supply Range
CONDITIONS
MIN
4
15
V
PVIN
Power VIN Supply Range
1.5
15
V
VOUT
VOUT Range (Note 6)
VIN = 15V
0
14.5
V
ISET
Reference Current
l
l
49.5
49
49.5
50.5
50.5
51.5
ISET Dropout Voltage
25˚C
25˚C to 130˚C
–45˚C to 25˚C
VIN – ISET
µA
µA
µA
mV
ISET Line Regulation
VIN = 5V to 15V
l
-10
10
nA/V
ISET Load Regulation (Note 6)
ILOAD = 0 to 5A
VOUT Load Regulation
ITH = 0.9V to 1.6V
ISET = 3V
-4.5
gm (EA)
Error Amplifier Transconductance
ITH = 1.2V
0.21
IQ
Input DC Supply Current (Note 2)
Shutdown
Discontinuous
Minimum On Time (Note 6)
RUN = 0
Mode = 0, RT = 33.2k
toff(min)
Minimum Off Time (Note 6)
ILIM
Current Limit
50
50
50
360
MAX
0.5
EAʼs Input Offset
ton(min)
TYP
%
0.05
%
4.5
mV
0.28
0.35
mS
0
1.45
30
5
1.75
µA
mA
ns
100
l
Negative Current Limit
UNITS
ns
5.2
6.2
7.4
-5
-6.5
-9
A
RTOP
Top Switch ON Resistance
60
mΩ
RBOTTOM
Bottom Switch On Resistance
30
mΩ
VINTVCC
Internal VCC Voltage
5.5V < VIN < 15V
VUVLO
INTVCC Undervoltage Lockout Threshold
INTVCC Rising
5
3.6
UVLO Hysteresis
VRUN
RUN Rising
RUN = 15V
INTVCC Load Regulation
ILOAD = 0 to 20mA
PGFB Rising
UV
Output Undervoltage
PGFB Lower Threshold
PGFB UV Hysteresis
PGFB Falling
RPGOOD
PGOOD Pull-Down Resistance
5mA Load
l
1.2
1.45
0.34
0
0.63
0.54
VIN_REG
RT = 33.2k
RT = INTVCC
MODE/SYNC Threshold
MODE VIL(MAX)
MODE VIH(MIN)
SYNC VIH(MIN)
SYNC VIL(MAX)
MODE/SYNC = 5V
l
0.94
0.75
V
V
µA
%
0.67
V
mV
0.575
V
15
mV
100
Ω
1
Frequency
MODE/SYNC Pin Current
Input Voltage Regulation Reference (Note 6)
1
15
0.5
V
V
1.67
0.5
0.585
PGOOD Leakage
fOSC
V
4
0.36
Run Threshold
Run Hysteresis
Run Leakage
Output Overvoltage
PGFB Upper Threshold
PGFB OV Hysteresis
OV
3.8
1
1
4.5
2.5
10
1.45
µA
1.07
1.22
MHz
MHz
0.4
V
V
V
V
µA
V
0.4
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
3
LTC3623
電気的特性
l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA = 25˚Cでの値。
（Note 4) 注記がない限り、VIN = 12V。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
VOUT Resistance to GND
VINOV
VIN Overvoltage Lockout
VIN Rising
15.5
VIN 0V Hystersis
IIMON
IMON Current Limit Threshold
IMON Gain
ILOAD = 5A, Not Switching
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに回復不可能な損傷を与
える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と
寿命に悪影響を与えるおそれがある。絶対最大定格は、それを超えるとデバイスの寿命に悪
影響を与える恐れがある値。
Note 2：スイッチング周波数で供給される内部のゲート電荷により動的電源電流は増加する。
になるようにVOUT を調節する
Note 3：LTC3623は、エラーアンプの出力が規定された電圧（ITH）
帰還ループでテストされている。
Note 4：LTC3623はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3623Eは、0˚C ～
85˚Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40˚C ～ 125˚Cの動作接合
部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で
TYP
MAX
UNITS
600
kΩ
16.8
V
1.4
V
2.15
2.35
2.55
20
21
22
V
µA/A
確認されている。LTC3623Iは–40˚C ～ 125˚Cの全動作接合部温度範囲で動作することが保証
されている。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱イ
ンピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。接
）
は周囲温度
（T（
）
および電力損失
（P（
）
から次式に従って計算される。
合部温度
（T（˚C）
J
A ˚C）
D W）
TJ = TA ＋(PD • θJA)、ここで、θJA（単位：˚C/W）
はパッケージの熱インピーダンス。
Note 5：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機
能が備わっている。過熱保護機能が動作しているとき接合部温度は125˚Cを超える。規定さ
れた最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。
Note 6：設計により保証されている。
3623f
4
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
標準的性能特性
注記がない限り、TA = 25˚C。
負荷レギュレーション
ISET 電流と温度
50.0
49.5
49.0
–50 –25
0
VOUT
VISET
99
49
98
97
95
45
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
0
1
2
3
LOAD CURRENT (A)
4
100
90
90
80
60
CCM
50
40
30
20
8
10
VIN (V)
12
14
16
0.01
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
3623 G04
10
3623 G03
40
30
fSW = 1MHz
0.01
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
10
シャットダウン電流とVIN
1.0
4
VRUN = 0
0.8
0.7
3
IQ (µA)
CCM
2
30
0.6
0.5
0.4
0.3
20
0
0.001
16
CCM
50
0.9
40
10
60
静止電流とVIN
DCM
14
3623 G06
5
IQ (mA)
EFFICIENCY (%)
50
12
DCM
70
0
0.001
90
60
8
10
VISET (V)
3623 G05
100
70
6
10
fSW = 1MHz
0
0.001
効率と負荷電流
（VOUT = 1.8V、VIN = 12V）
80
4
20
10
VISET = 2.5V
6
2
80
DCM
70
EFFICIENCY (%)
EFFICIENCY (%)
49.9
4
0
効率と負荷電流
（VOUT = 3.3V、VIN = 12V）
100
50.1
ISET(µA)
44
5
効率と負荷電流
（VOUT = 5V、VIN = 12V）
50.2
2
47
3623 G02
ISET 電流入力レギュレーション
0
48
46
96
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
50.0
VIN = 16V
50
3623 G01
49.8
51
ISET (µA)
50.5
ISET (µA)
ISET 電流とVISET
100
NORMALIZED VISET AND VOUT (%)
51.0
1
fSW = 1MHz
0.01
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
10
3623 G07
0.2
0.1
DCM
0
0
2
4
6
8
10
VIN (V)
12
14
16
3623 G08
0
0
2
4
6
8
10
VIN (V)
12
14
16
3623 G09
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
5
LTC3623
標準的性能特性
注記がない限り、TA = 25˚C。
RDS(ON) とVIN
100
150
VOUT(AC)
200mV/DIV
120
MTOP
RDS(ON) (mΩ)
RDS(ON) (mΩ)
80
60
40
MBOT
20
0
トランジェント応答
（CCM 動作、外部補償）
RDS(ON) と温度
90
MTOP
IL
5A/DIV
60
MBOT
30
0
3
6
9
VIN (V)
12
15
18
3623 G12
0
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
3623 G10
トランジェント応答
（CCM 動作、内部補償）
20µs/DIV
VIN = 12V
fSW = 1MHz
VOUT = 3.3V
RITH = 20kΩ, CITH = 470pF
IOUT = 0A TO 4A
MODE = INTVCC
L = 1.2µH
COUT = 47µF
3623 G11
トランジェント応答
（DCM 動作、外部補償）
トランジェント応答
（DCM 動作、内部補償）
VOUT(AC)
200mV/DIV
VOUT(AC)
200mV/DIV
VOUT(AC)
200mV/DIV
IL
5A/DIV
IL
5A/DIV
IL
5A/DIV
20µs/DIV
VIN = 12V
fSW = 1MHz
VOUT = 3.3V
ITH = INTVCC
IOUT = 0A TO 4A
MODE = INTVCC
L = 1.2µH
COUT = 47µF
3623 G14
3623 G13
出力トラッキング
ISET
VOLTAGE
VOUT
2V/DIV
IL
2A/DIV
ISET
VOLTAGE
VOUT
1ms/DIV
3623 G16
20µs/DIV
VIN = 12V
fSW = 1MHz
VOUT = 3.3V
RITH = 20kΩ, CITH = 470pF
IOUT = 0.5A TO 4A
MODE = 0V
L = 1.2µH
COUT = 47µF
20µs/DIV
VIN = 12V
fSW = 1MHz
VOUT = 3.3V
ITH = INTVCC
IOUT = 0.5A TO 4A
MODE = 0V
L = 1.2µH
COUT = 47µF
不連続導通モード
（DCM）動作
連続導通モード
（CCM）動作
VSW
10V/DIV
VSW
10V/DIV
IL
2A/DIV
IL
2A/DIV
VIN = 16V
VOUT=2.5V
MODE=0V
L=1.0µH
500ns/DIV
3623 G17
VIN = 16V
VOUT=2.5V
MODE=INTVCC
L=1.0µH
500ns/DIV
3623 G15
3623 G18
3623f
6
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
標準的性能特性
注記がない限り、TA = 25˚C。
スイッチング周波数 / 周期とRT
スイッチの漏れ電流
VIN = 15V
1.5
2
1.0
1
4.95
90
60
MBOT
MTOP
30
20
40
60
RT (kΩ)
0
100
80
4.90
4.85
4.80
0.5
0
INTVCC VOLTAGE (V)
2.0
3
LEAKAGE CURRENT (µA)
TSW
fSW
PERIOD (µs)
FREQUENCY (MHz)
INTVCC の負荷レギュレーション
5.00
2.5
4
0
120
3.0
5
0
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
4.75
0
20
40
60
80
LOAD CURRENT (mA)
3623 G20
3623 G19
RUN の上昇時しきい値と温度
100
3623 G21
CCMでの起動波形
DCMでの起動波形
RUN THRESHOLD (V)
1.50
1.45
1.40
RUN
5V/DIV
RUN
5V/DIV
VOUT(DC)
2V/DIV
VOUT(DC)
2V/DIV
IL
2A/DIV
IL
2A/DIV
1.35
1ms/DIV
1.30
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
3623 G23
1ms/DIV
MODE = INTVCC
NO PREBIASED VOUT
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
MODE = OV
NO PREBIASED VOUT
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
DCMでのプリバイアスした
起動波形
VIN の過電圧
3623 G24
3623 G22
CCMでのプリバイアスした
起動波形
RUN
5V/DIV
RUN
5V/DIV
VIN
5V/DIV
VOUT(DC)
2V/DIV
VOUT(DC)
2V/DIV
VOUT
1V/DIV
IL
2A/DIV
IL
2A/DIV
1ms/DIV
MODE = INTVCC
VOUT IS PREBIASED TO 2V
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
3623 G25
SW
10V/DIV
1ms/DIV
MODE = OV
VOUT IS PREBIASED TO 2V
VIN = 12V
VOUT = 3.3V
3623 G26
20ms/DIV
VIN = 12V TO 18V TO 12V
VOUT = 3.3V
IOUT = 1A
MODE = CCM
3623 G27
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
7
LTC3623
ピン機能
ISET（ピン1）
：高精度の50µA 電流源。エラーアンプへの正入
力。外部抵抗をこのピンから信号グランドに接続して、VOUT
電圧を設定します。外部コンデンサをISET からグランドに接
続すると、起動時に出力電圧がソフトスタートし、入力コンデ
ンサでの突入電流が減少します。VOUT は、0 ∼ VIN の高精度
の外部電源を使用してISETを直接駆動することによって設
定することもできます。その場合、外部電源はこの50μAをシン
クします。ISETを、VIN より高く、またはGNDより低く駆動しな
いでください。
PGOOD（ピン2）
：オープンドレイン・ロジックを備えた出力パ
ワーグッド・ピン。PGOODは、PGFBピンが 0.63Vを上回る
か、0.54Vを下回ると、グランドに引き下げられます。PGFBを
NTVCC に接続した場合、PGOODでのオープンドレイン・ロ
ジックがディスエーブルされます。PGOOD 電圧はGSNSを基
準にします。
RUN（ピン3）
：実行制御入力ピン。RUNピンを1.45Vより高
い電圧に接続すると、デバイスの動作がイネーブルされます。
RUNを1Vより低い電圧に接続すると、スイッチング・レギュ
レータをシャットダウンします。RUNを0.4Vより低い電圧に
接続すると、デバイス全体をオフにします。RUN 電圧はGSNS
を基準にします。
GSNS（ピン4）
：システム・グランド検出。RUNピン、PGOOD
ピン、および MODE/SYNCピンのグランド・リファレンス。正
VOUT アプリケーションの場合、
GSNSをPGNDに接続します。
負VOUT アプリケーションの場合、GSNSをシステム基板のグ
ランド・リターンに接続します。
PVIN
（ピン5、16）
：大電力用VIN ピン。上側パワー NMOSのド
レインに接続される入力電圧。PVIN ピンの近くに置いたコン
デンサを使ってPGNDにデカップリングする必要があります。
PVIN は、SVIN が 4Vを上回る限り、1.5Vにできます。
SW（ピン6、15）
：外付けインダクタへのスイッチ・ノードの接続
ピン。SWの電圧振幅の範囲は、グランドよりダイオードの電
圧降下分だけ低い電位からPVIN までです。
MODE/SYNC（ピン8）
：動作モード選択ピン。全ての出力負荷
で連続同期動作を強制するには、このピンをINTVCC に接続
します。GNDに接続すると、軽負荷で不連続モード動作がイ
ネーブルされます。外部クロック信号をこのピンに与えると、ス
イッチング周波数は外部クロックに同期します。MODE/SYNC
電圧はGSNSを基準にします。外部クロックに同期させるとき
は、自走周波数が外部クロックの周波数の 30% 以内に入る
ようにRT の値を設定します。
PGND（ピン9、10、11、
12、露出パッド・ピン25）
：電源グランド。
内部パワー MOSFETのリターン・パス。これらのピンは入力コ
ンデンサと出力コンデンサの負端子に接続します。電気的接
触と定格の熱性能を得るため、露出パッドはPCBのグランド
に半田付けする必要があります。
VOUT（ピン13）
：出力電圧ピン。エラーアンプの負入力であり、
ISETと同じ電圧にドライブされます。
SVIN（ピン 17）
：信号用VIN ピン。内部バイアス回路に電力を
供給する入力電圧。SVIN は4Vを超える必要があります。
BOOST（ピン18）
：内部の上側パワー MOSFET 用の昇圧され
たフロート・ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの(+)
端子をここに接続します。このピンの振幅範囲は、INTVCC
よりダイオードの電圧降下分だけ低い電位からPVIN ＋
INTVCC までです。
INTVCC（ピン19）
：内蔵 5Vレギュレータの出力。内部パワー・
ドライバおよび制御回路はこの電圧から電力を供給されま
す。最小 1μFの低 ESRセラミック・コンデンサを使って、このピ
ンをPGNDにデカップリングします。
PGFB（ピン20）
：パワーグッドのフィードバック。抵抗分割器を
VOUT に接続して、パワーグッドのレベルを検出します。PGFB
が 0.63Vを上回るか、0.54Vを下回ると、PGOODはプルダウ
ンされます。PGOOD 機能をディスエーブルするには、PGFBを
INTVCC に接続します。PGFBを0.67V ∼ 4Vの電圧に接続す
ると、MODE/SYNCの状態に関係なく、連続同期動作が強制
されます。
IMON（ピン21）
：電流モニタ・ピン。IMONピンからは、21μA
• IOUT に等しい電流が流れます。IOUT をレポートするには、
IMON からGND へフィルタ・コンデンサ
（10nF）
と並列に抵抗
を配置します。IMONでの電圧が 2.35Vを越えると、IOUT が
制限されます。IMONを使用して、IMON 電流をISET 抵抗の
一部に注入することによって、配線抵抗に起因する負荷での出
力電圧降下を補償するようにVOUT を設定することもできます。
VIN_REG（ピン22）
：VINレギュレーション用の制御ピン。VOUT
が ISETに安定化される降圧コンバータ動作の場合、
このピン
をINTVCC に接続します。このピンをVINとGNDの間の抵抗
分割器に接続して、入力電圧レギュレーションをイネーブルし
ます。VIN_REGの電圧が 1.45V 未満に低下すると、システム
はインダクタ電流を減らして、VIN が低下しないようにします。
3623f
8
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
ピン機能
RT（ピン23）
：スイッチング周波数設定ピン。外部抵抗（100k∼
10k）
をRT からGNDに接続して、周波数を400kHz ∼ 4MHz
に設定します。RTピンをINTVCC に接続すると、1MHz 動作に
設定されます。RTピンをフロート状態にすると、パワー・スイッ
チがオフになります。
ITH（ピン24）
：エラーアンプの出力およびスイッチング・レギュ
レータの補償点。内部電流コンパレータのトリップ・スレッショ
ルドは
（通常 0.55V ∼ 1.85Vの）
この電圧に比例します。外部
補償のため、抵抗 (RITH)とコンデンサ(CITH)を直列に信号グ
ランドに接続します。それとは別に、高周波除去用の10pFコ
ンデンサをITH から信号グランドに接続することもできます。
ITHをINTVCC に接続すると、デフォルトの内部補償がイネー
ブルされ、外付け補償部品が不要になります。
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
9
LTC3623
機能図
100k
GND
2pF
VON
200k
400k
0.2V
100pF
17
4V
PVIN
IION =
OSC
19
18
R
–
TG
ON
Q
SWITCH LOGIC
AND ANTISHOOT-THROUGH
+
ICMP
–
600k
CB
L1
6, 15
IREV
VOUT
SENSE+
COUT
BG
–6.7µA TO 3.3µA
RT
M1
SW
ENABLE
4 GSNS
CVCC
BOOST
20k
+
RT
23
CIN
INTVCC
S
8
5, 16
0.0122 • VIN
RT
V
tON = VON (1pF)
IION
V
! IN
INTVCC
VIN
5V
REG
VON
BUFFER
ION
PLL-SYNC
(±30%)
MODE/SYNC
SVIN
VOUT
M2
IOUT
50k
PGB
SENSE–
PGND
21
IMON
9-12, 25
PGOOD
2
6.7µA
0µA TO 10µA
VOUT
13
–
–
1
180k
+
0.63V
RPG2
OV
INTVCC
PGFB
+
50pF
RPG1
–
100k
20
UV
+
VIN
RUN
gm
RIN22
(OPT)
22
24 ITH
50µA
VIN
VIN_REG
RIN21
(OPT)
–
–
EA
+
+
1.45V
1
ISET
–
RITH
CITH 1.45V
0.54V
SVIN
+
RIN12
(OPT)
RUN
3
RIN11
(OPT)
RISET
3623 FD
3623f
10
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
動作
メイン制御ループ
LTC3623は電流モードのモノリシック降圧レギュレータです。
ISETピンの50μA 電流源は正確なので、ユニティゲインのバッ
ファの場合と同様に、外部抵抗を1 個だけ使って、出力電圧
をプログラムすることができます。通常動作では、内部トップ
MOSFETは固定ワンショット・タイマOSTによって定まる一定
時間オンします。上側パワー MOSFET がオフすると、下側パ
ワー MOSFET がオンします。このオン状態は、電流コンパレー
タICMP が作動してワンショット・タイマが再始動し、次のサイ
クルが開始されるまで持続します。インダクタ電流は、ボトム・
パワー MOSFETのSWノードとPGNDノードの間の電圧降
下を検出することにより決定されます。ITHピンの電圧により、
インダクタの谷電流に対応したコンパレータのしきい値が設
定されます。エラーアンプ EAは、VOUT 電圧をISETの電圧と
比較して、
このITH 電圧を調整します。負荷電流が増加すると、
VISET に比べてVOUT 電圧が低下します。そのため、ITH ピン
の電圧は、平均インダクタ電流が負荷電流に釣り合うまで上
昇します。
軽負荷電流では、インダクタ電流はゼロに低下し、さらに負に
なることがあります。これを電流反転コンパレータIREV が検
出し、下側パワー MOSFETをオフするので、デバイスは不連
続動作に入ります。ITH 電圧がゼロ電流レベルを超えて新しい
サイクルが開始されるまで、上下両側のパワー MOSFET がオ
フ状態に保たれ、出力コンデンサが負荷電流を供給します。
MODEピンをINTVCC に接続して不連続モード動作をディス
エーブルすると、出力負荷に関係なく連続同期動作が強制さ
れます。
動作周波数は、内部発振器の電流および内部ワンショット・タ
イマの電流をプログラムするRT 抵抗の値によって決まります。
内部フェーズロック・ループがスイッチング・レギュレータのオ
ン時間をサーボ制御して内部発振器を追尾し、固定スイッチ
ング周波数を強制します。外部同期クロックをMODE/SYNC
ピンに与えると、レギュレータのオン時間とスイッチング周波
数は外部クロックを追尾します。
過電圧コンパレータOVと低電圧コンパレータUVは、出力パ
ワーグッド帰還電圧 VPGFB がレギュレーション・ポイントの両
側 7.5%のウィンドウを外れると、PGOOD出力を L に引き
下げます。OV 状態の間は連続動作が強制されます。PGOOD
機能を無効にするには、単にPGFBをINTVCC に接続します。
RUNピンをグランドに引き下げると、LTC3623をシャットダウ
ン状態に強制して、両方のパワー MOSFETおよび全ての内部
制御回路をオフにします。RUNピンの電圧を0.7Vより高くす
ると、内部リファレンスだけはオンしますが、パワー MOSFET
は依然オフに保たれます。RUNの電圧をさらに1.45Vより高く
すると、デバイス全体がオンします。
INTVCC レギュレータ
内部の低損失（LDO）
レギュレータが、ドライバと内部バイア
ス回路に電力を供給する5V 電源として機能します。INTVCC
は50mA RMSまで供給することができ、最小1μFのセラミック・
コンデンサを使ってグランドにバイパスする必要があります。
パワー MOSFETのゲート・ドライバが必要とする大きなトラン
ジェント電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。入
力電圧が高く、スイッチング周波数が高いアプリケーションで
は、LDO 内の電力損失が高いためダイ温度が上昇します。負
荷をINTVCC ピンに接続すると、LDOはRMS 電流定格に向
かってさらに近づき、電力損失が増加してダイ温度が上昇す
るので、負荷をINTVCC に接続することは推奨しません。
VIN 過電圧保護
内部のパワー MOSFETデバイスをトランジェント電圧スパイ
クから保護するため、LTC3623ではVIN ピンを絶えずモニタし
て、過電圧状態の有無を検査します。VIN が16.8Vを超えると、
レギュレータは両方のパワー MOSFETをオフして動作を一
時停止し、ISETピンを放電して電圧をグランドまで下げます。
VIN が 15.4Vを下回ると、レギュレータはまず ISETピンをその
設定電圧まで充電して、直ちに通常のスイッチング動作を再
開します。
スイッチング周波数のプログラミング
抵抗をRTピンからGNDに接続すると、次式に従ってスイッチ
ング周波数が 400kHz ∼ 4MHzに設定されます。
Frequency(Hz)=
3.32 •1010
RT
使いやすくするため、1MHz 動作ではRTピンをINTVCC に直
接接続することができます。内部のオン時間フェーズロック・
ループの同期範囲は、その設定された周波数のまわり 30%
です。したがって、RT の適切な値を選択して、外部クロック同
期の間、外部クロック周波数が RTによって設定された周波数
の 30%の範囲内に入るようにします。
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
11
LTC3623
動作
MODE/SYNC 動作
出力ケーブル電圧降下補償
MODE/SYNCピンは、モード選択と動作周波数同期の両方
が可能な多目的ピンです。このピンをグランドに接続すると、
不連続モード動作がイネーブルされます。これにより、軽負荷
電流での効率が向上しますが、その代償として出力電圧リッ
プルがわずかに大きくなります。MODE/SYNCピンをINTVCC
に接続すると、強制連続モード動作が選択され、発生する固
定出力リップルは最小になりますが、軽負荷時の効率低下が
代償となります。LTC3623は、MODE/SYNCピンに外部クロッ
ク信号が与えられていると、それを検出して、スイッチング周
波数を入力クロックの周波数に同期させます。外部クロック信
号が与えられていることが検出されると、デバイスは強制連続
モード動作に移行します。
実際の負荷が LTC3623コンバータの出力から遠く離れてお
り、接続ケーブルの抵抗が負荷での出力レギュレーション電
圧に影響を与えるアプリケーションでは、ユーザーは、追加
抵抗をIMONとISETの間に接続することによって、
そのような
ケーブル電圧降下を補償できます。この抵抗値は、測定され
たケーブル抵抗値の(1/21µ) 倍である必要があります。
RISET2 = 2•RCABLE / 21µA
VOUT =IISET •(RISET1 +RISET2 )
VOUT,COMP =IISET •RISET1 +(IISET +IIMON )•RISET2
電流モニタおよび設定可能な出力電流制限
L
SW
LTC3623は、21μAでスケール調整された平均出力電流の複
製をIMONピンで供給します。外付け抵抗をIMONピンに接
続すると、出力電流をの電圧を反映した対応するIMON 電圧
が生成されます。2.35Vのしきい値を備える内部電流制限ア
ンプが IMONピンに接続されており、ユーザーは適切な値の
抵抗を使用して、次式に従って出力電流制限を設定できます。
2.35V
RLIM =
21µA •ILIM
ここで、ILIM は設定可能な出力電流制限値です。
例えば、IMONとグランドの間に50kの抵抗を接続すると、約
2.2Aの出力電流制限を設定します。
設定可能な電流制限機能を用いるときには、上記のようにし
て選択した抵抗に並列に補償コンデンサ
（標準 10nF）
を接続
します。出力電流モニタをディスエーブルするか、出力電流設
定機能を無効にするには、IMONをグランドに接続します。
LTC3623
ISET
VOUT,COMP
VOUT
RCABLE
COUT R
CABLE
IMON PGND
VOUT
ILOAD
RISET1
RISET2
CISET
10nF
3623 F01
図 1. 出力ケーブル電圧降下補償
負荷とコンバータの間にグランド・リターンの等価ケーブル抵
抗が存在する場合、抵抗の値を2 倍にする必要があります。そ
の結果、負荷電流が増えるにつれてISET 設定リファレンス電
圧が増加し、
負荷でのVOUTのケーブル電圧降下を補償します。
出力電圧トラッキングとソフトスタート
ユーザーはLTC3623のISETピンによってその出力電圧のラ
ンプ・レートを設定することができます。VOUT の電圧はISET
ピンの電圧に追従するので、外部コンデンサCISET をISETピ
ンに接続してISETピンのランプアップ・レートを設定すると、
VOUT 電圧のランプアップ・レートが設定されます。
-t
⎤
⎡
⎢ (RISET •CISET ) ⎥
VOUT (t)=IISET •RISET ⎢1-e
⎥
⎥⎦
⎢⎣
From 0 to 90% of VOUT
t SS = –RISET •CISET •ln(1-0.9)
t SS = 2.3 •RISET •CISET
3623f
12
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
動作
ソフトスタート時間 tss（VOUT の0% から90%）は時定数
（RISET • CISET）
の2.3 倍です。ISETピンは供給された50μAを
シンクできる外部電圧源によって駆動することもできます。
VOUT が予めバイアスされている状態で起動する場合、ISET
の電圧がランプアップしてVOUT に等しくなるまで、LTC3623
は不連続モードに留まり、パワースイッチをオフに保ちます。
予めバイアスされたポイントに達すると、スイッチャがスイッチ
ングを開始し、VOUT はISETに追従してランプアップします。
バックアップ電源用の入力電圧レギュレーション・ループ
出力電圧レギュレーション・ループ回路は、入力電源が取り外
された場合、または入力電源の抵抗が非常に高くなった場合
に、バックアップ電源アプリケーション用の入力電圧を維持し
て安定化するために使用されます。VIN から外付け抵抗分割
器を使用して、VIN 電圧を検出し、LTC3623のVIN_REGピン
に供給することができます。VIN_REGピンの電圧が 1.45V 未
満になると、デバイスは動的にインダクタ電流を減らして、入力
電圧が 1.45Vのしきい値未満に低下しないようにします。VIN
電圧および VIN_REGピンの電圧が低下し続けた場合、VIN
電圧を維持するために、電荷が VOUT コンデンサからVIN コン
デンサに転送されます。この維持期間は、出力コンデンサに蓄
積された電荷量によって決まります。入力電圧レギュレーショ
ン・ループの有効化および終了は、VIN から別の抵抗分割器
を使用してRUNピンを駆動することで、設定することもできま
す。RUNピンは、デバイスをイネーブルする1.45Vの上昇時し
きい値およびデバイスをディスエーブルする1.1Vの下降時し
きい値を備えています。VIN 電圧レギュレーション機能を使用
しない場合は、VIN_REGピンをINTVCC に接続します。
⎛R
⎞
+R
VINholdup = ⎜ DIR1 DIR2 ⎟ •1.45V
RDIR1
⎝
⎠
VIN
RDIR1
45K
RRUN1
50K
RUN
RDIR2
10K
RRUN2
10K
PVIN/SVIN
LTC3623
VIN_REG
PGND
3623 F02
図 2．入力電圧レギュレーション
出力パワーグッド
LTC3623の出力電圧がレギュレーション点の前後 7.5%の
範囲内にある場合は
（そのことはVPGFB の電圧が 0.54V ∼
0.63Vの範囲内にあることとして反映され）、
出力電圧はレギュ
レーション状態にあり、PGOODピンは外付け抵抗によって
H になります。そうでない場合は、オープンドレインの内部プ
ルダウン・デバイス
（100Ω）
により、PGOODピンは L になりま
す。過渡時またはVOUT の動的変更時に、不要のPGOODグ
リッチを防ぐため、LTC3623のPGOODの立ち下がりエッジに
は約 20μsのブランキング遅延が含まれています。
内部 / 外部の ITH 補償
使いやすくするため、ユーザーは、ITHピンをINTVCC に接続
して内部補償をイネーブルすることにより、ループ補償を簡素
化することができます。こうすると、50pFのコンデンサに直列
な内部 100k 抵抗がエラーアンプの出力
（内部 ITH 補償ポイン
ト）
に接続されます。この場合には簡素化を優先させているの
で、OPTI-LOOP® による最適化は犠牲になっています。後者
では、ITH の部品は外付けであり、ループのトランジェント応
答を最小の出力容量で最適化するようにITH の部品が選択さ
れます。
最小オフ時間に関する検討事項
最小オフ時間 tOFF(min) は、LTC3623 が下側パワー MOSFET
をオンし、電流コンパレータを作動させて、下側パワー
MOSFETをオフに戻すことができる最小時間です。この時間
は通常約 100nsです。最小オフ時間の制約により、最大デュー
ティ・サイクルはton/(tON+tOFF(min))に制限されます。例えば、
入力電圧が低下したために最大デューティ・サイクルに達する
と、出力が低下してレギュレーション状態から外れます。
ドロッ
プアウトを避けるための最小入力電圧は次のとおりです。
(
⎛ tON + tOFF(MIN)
VIN(MIN) = VOUT • ⎜
tON
⎜⎝
) ⎞⎟
⎟⎠
逆に、最小オン時間は上側のパワー MOSFET がその
「オン」
状態に留まることのできる最小時間です。この時間は標準
30nsです。連続モード動作では、最小オン時間の制限により、
最小デューティ・サイクルが次のようになります。
DCMIN = f • tON(MIN)
ここで、tON(MIN) は最小オン時間です。この式が示すように、
動作周波数を下げると最小デューティ・サイクルの制約が緩
和されます。
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
13
LTC3623
動作
最小デューティ・サイクルを超える稀なケースでは、出力電圧
はレギュレーション状態に留まりますが、スイッチング周波数
は設定値より減少します。多くのアプリケーションではこれを
許容できるので、この制約はほとんどの場合決定的に重要だ
というわけではありません。深刻な結果を懸念することなく高
いスイッチング周波数を設計に使用することができます。イン
ダクタとコンデンサの選択のセクションで示すように、スイッチ
ング周波数が高いと小型の基板部品を使用することができる
ので、アプリケーション回路のサイズが小さくなります。
CIN とCOUT の選択
入力容量 CIN が必要なのは、上側パワー MOSFETのドレイン
で台形波電流を除去するためです。大きなトランジェント電圧
の発生を防ぐには、最大 RMS 電流に対応できる大きさの低
ESR 入力コンデンサを使用します。最大 RMS 電流は次式で
与えられます。
⎞1/2
⎛ VOUT ⎞⎛ VIN
IRMS =IOUT(MAX) ⎜
–1⎟
⎟⎜
⎝ VIN ⎠⎝ VOUT ⎠
セラミックの入力コンデンサおよび出力コンデンサの使用
この式はVIN = 2VOUT のときに最大値になります。ここで、
IRMS = IOUT/2です。設計ではこの単純なワーストケース条件
がよく使用されます。条件を大きく振っても値は改善されない
からです。コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格
は多くの場合 2000 時間の寿命試験のみに基づいているので、
コンデンサをさらにディレーティングする、つまり必要とされる
より高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。
設計でのサイズまたは高さの要件を満たすため、数個のコン
デンサを並列に接続することもできます。入力電圧が低いアプ
リケーションでは、出力負荷の変化時にトランジェントの影響
を最小限に抑えるのに十分な大容量の入力容量が必要です。
COUT の選択は、電圧リップルと負荷ステップによるトランジェ
ントを最小に抑えるのに必要な等価直列抵抗（ESR）、および
制御ループの安定性を確保するのに必要なバルク容量の大
きさによって決まります。ループの安定性は、負荷トランジェン
ト応答を観察することによってチェックすることができます。出
力リップルΔVOUT は次式で決定されます。
⎞
⎛
1
ΔVOUT < ΔIL ⎜⎜
+RESR ⎟⎟
⎠
⎝ 8 • fSW •COUT
∆IL は入力電圧に応じて増加するので、出力リップルは入力電
圧が最大のとき最大になります。ESRおよびRMS 電流処理の
要件を満たすために、複数のコンデンサを並列に配置する必
要がある場合があります。乾式タンタル、特殊ポリマー、アルミ
電解およびセラミックの各コンデンサはすべて表面実装パッ
ケージで入手できます。特殊ポリマー・コンデンサはESR が非
常に低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が低くなり
ます。タンタル・コンデンサは容量密度が最高ですが、スイッ
チング電源に使用するにはサージ・テストが実施されているタ
イプのみを使用することが重要です。アルミ電解コンデンサの
ESRはかなり大きいのですが、リップル電流定格および長期
信頼性に対して配慮すれば、コストに敏感なアプリケーション
に使うことができます。セラミック・コンデンサは実装面積が小
さく、低 ESRの優れた特性をもっています。それらのバルク容
量は比較的小さいので、複数個並列に使うことが必要な場合
があります。
現在では、値の大きい低価格セラミック・コンデンサが小型
ケース・サイズで入手できるようになっています。これらはリッ
プル電流と電圧定格が大きく、ESR が小さいので、スイッチン
グ・レギュレータのアプリケーションに最適です。ただし、入力
と出力にこれらのコンデンサを使うときは注意が必要です。入
力にセラミック・コンデンサを使用し、コードの長いACアダプ
タで電力を供給すると、出力の負荷ステップによってVIN 入力
にリンギングが誘起されることがあります。最善の場合でも、
このリンギングが出力に結合して、ループの不安定性と誤認
されることがあります。最悪の場合、長いコードを通して電流
が急に突入すると、VIN に電圧スパイクが生じてデバイスを損
傷するのに十分な大きさになる恐れがあります。
入力と出力にセラミック・コンデンサを選択する場合は、X5R
やX7Rの誘電体を使ったものを選択します。これらの誘電体
は、ある特定の値とサイズについて全てのセラミックの中で温
度特性と電圧特性が最も優れています。
セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいため、代わりに
入力コンデンサと出力コンデンサが電荷保存の要件を満たす
必要があります。負荷ステップ発生時には、帰還ループがス
イッチ電流を十分増加させて負荷を支えるまで、出力コンデ
ンサが即座に電流を供給して負荷を支える必要があります。
帰還ループが応答するのに要する時間は補償と出力コンデン
サのサイズに依存します。負荷ステップに応答するには標準で
3 ∼ 4サイクルを要しますが、最初のサイクルだけ出力が直線
的に低下します。出力の低下量 VDROOP は、通常最初のサイ
3623f
14
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
動作
クルの直線的な低下の約 2 ∼ 3 倍です。したがって、おおよそ
以下の出力コンデンサの値から開始するのが良いでしょう。
⎛ ΔI
⎞
OUT
COUT ~ 2.5 • ⎜
⎟
⎝ f SW • VDROOP ⎠
デューティ・サイクルと負荷ステップの要件に依存して、さらに
大きな容量が必要になることがあります。
ほとんどのアプリケーションでは、電源のインピーダンスは非
常に小さいので、入力コンデンサが必要なのは高周波をバイ
パスするためだけです。これらの条件では、通常 22μFのセラ
ミック・コンデンサで十分です。この入力コンデンサはVIN ピ
ンにできるだけ近づけて配置します。
インダクタの選択
望みの入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ値と動
作周波数によってリップル電流が決まります。
⎛ V
⎞⎛ V ⎞
ΔIL = ⎜ OUT ⎟⎜1– OUT ⎟
VIN ⎠
⎝ fSW •L ⎠⎝
フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて小さく、高い
スイッチング周波数に適しているので、設計目標を銅損失と
飽和防止に集中することができます。フェライト・コアの材質は
「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超えるとイ
ンダクタンスは急激に低下します。その結果、インダクタのリッ
プル電流が急増し、そのため出力電圧リップルが増加します。
コアを飽和させないでください。
コアの材質と形状が異なると、インダクタのサイズ/ 電流の関
係および価格 / 電流の関係が変化します。フェライトやパーマ
ロイを素材とするトロイド・コアやシールドされたポット型コア
は小型で、エネルギー放射は大きくありませんが、同等の特
性を有する鉄粉コアのインダクタより通常は高価です。使用す
るインダクタの種類をどう選択するかは、主に価格とサイズの
要件や放射フィールド/EMIの要件に依存します。新しいデザ
インの表面実装型インダクタは、東光、Vishay、NECトーキン、
Cooper、TDK、および Würth Electronik から入手できます。詳
細については表 1を参照してください。
トランジェント応答の確認
リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力コンデン
サのESR 損失、および出力電圧リップルが減少します。最大
効率の動作は低周波数でリップル電流が小さいときに得られ
ます。ただし、これを達成するには大きなインダクタが必要で
す。部品サイズ、効率、動作周波数の間にはトレードオフが必
要です。
妥当な出発点として、IOUT(MAX) の約 40%のリップル電流を
選択します。VIN が最大のときに最大リップル電流が生じるこ
とに注意してください。リップル電流が規定された最大値を超
えないことを保証するには、次式に従ってインダクタンスを選
択します。
⎞⎛
⎞
⎛
V
VOUT
⎟⎟⎜⎜1– OUT ⎟⎟
L = ⎜⎜
⎝ fSW • ΔIL(MAX) ⎠⎝ VIN(MAX) ⎠
Lの値が分かったら、インダクタの種類を選択する必要があり
ます。インダクタ値が固定の場合、実際のコア損失はコア・サ
イズに無関係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存し
ます。インダクタンスが大きいほどコア損失は減少します。イン
ダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要がある
ため、残念ながら銅損失が増加します。
OPTI-LOOP 補償により、広範な負荷と出力コンデンサに対し
てトランジェント応答の最適化を図ることができます。ITHピ
ンが備わっているので制御ループ動作を最適化できるだけで
なく、DC 結合され、ACフィルタを通した閉ループ応答のテス
ト・ポイントが与えられます。
このテスト・ポイントでのDCステッ
プ、立ち上がり時間、およびセトリングは、閉ループ応答を正
確に反映します。2 次特性が支配的なシステムを想定すれば、
位相マージンや減衰係数は、このピンで見られるオーバー
シュートのパーセンテージを使って概算することができます。
図 5の回路に示されているITH ピンの外付け部品はほとんど
のアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。直列
R-Cフィルタにより、支配的なポール- ゼロのループ補償が設
定されます。これらの値は、最終的なプリント基板のレイアウ
トを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定し
てからは、トランジェント応答を最適化するために多少の
（推
奨値の0.5 ∼ 2 倍）変更が可能です。ループ帰還係数の利得
と位相は出力コンデンサの種類と値によって決まるので、出
力コンデンサを選択する必要があります。立ち上がり時間が
1μs ∼ 10μsの、最大負荷電流の20% ∼ 100%の出力電流パ
ルスによって、帰還ループを開くことなく全体的なループの安
定性を判断することができる出力電圧波形とITHピンの波形
が発生します。
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
15
LTC3623
動作
表 1.インダクタの選択表
インダクタンス
DCR
最大電流
寸法
高さ
6.7mm×7mm
3mm
Vishay IHLP-2525CZ-01 シリーズ
0.33µH
4.1mW
18A
0.47µH
6.5mW
13.5A
0.68µH
9.4mW
11A
0.82µH
11.8mW
10A
1.0µH
14.2mW
9A
Vishay IHLP-1616BZ-11 Series
0.22µH
4.1mW
12A
0.47µH
15mW
7A
4.3mm×4.7mm
2.0mm
7mm×7.7mm
2.0mm
6.9mm×7.7mm
3.0mm
Toko FDV0620シリーズ
0.20µH
4.5mW
12.4A
0.47µH
8.3mW
9A
1µH
18.3mW
5.7A
NEC/Tokin MLC0730Lシリーズ
0.47µH
4.5mW
16.6A
0.75µH
7.5mW
12.2A
1µH
9mW
10.6A
2.8mW
23A
0.47µH
4.2mW
17A
0.68µH
5.5mW
15A
0.82µH
8mW
13A
1µH
10mW
11A
1.5µH
14mW
9A
3.0mm
6.9mm×7.3mm
3.2mm
7mm×7.7mm
3.8mm
アプリケーションによっては、
（10µFを超える）大容量の入力コ
ンデンサが接続されている負荷でスイッチングが行われるとさ
らに大きなトランジェントが発生することがあります。放電した
入力コンデンサが実質的にCOUTと並列接続された状態にな
るため、VOUT の急激な低下を引き起こします。負荷に接続し
ているスイッチの抵抗が低く、急速に駆動された場合、この問
題を防止するのに十分な電流を供給できるレギュレータはあ
りません。この解決策は負荷スイッチのドライバのターンオン
速度を制限することです。Hot Swap ™コントローラはこの目的
専用に設計されており、通常は電流制限機能、短絡保護、ソ
フトスタート機能が組み込まれています。
7mm×7.3mm
TDK RLF7030シリーズ
1µH
8.8mW
6.4A
1.5µH
9.6mW
6.1A
2.2µH
12mW
5.4A
Würth Electronik WE-HC 744312 シリーズ
0.25µH
2.5mW
18A
0.47µH
3.4mW
16A
0.72µH
7.5mW
12A
1µH
9.5mW
11A
1.5µH
10.5mW
9A
初期出力電圧ステップが帰還ループの帯域幅内にない場合
があるため、位相余裕を決定するのに、標準的 2 次オーバー
シュート/DC比を使用することはできません。ループの利得
はR が大きくなるにつれて大きくなり、ループの帯域幅はC が
小さくなるにつれて大きくなります。Rの増加率が Cの減少率
と同じである場合はゼロ周波数が同じ値に保たれるので、帰
還ループの最重要周波数範囲では位相が同じ状態に保たれ
ます。さらに、図 1に示すようにフィードフォワード・コンデンサ
CFF を追加すると、高周波数応答を改善することができます。
コンデンサCFF は、R2との組み合わせで高周波のゼロを発生
することにより位相進みを得ることができるので、位相余裕が
改善されます。
出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安定性に
関係し、電源全体の実際の性能を表します。制御ループ理論
の要点を含む補償部品の最適化の詳細については、弊社の
「アプリケーションノート76」
を参照してください。
Cooper HCP0703シリーズ
0.22µH
スイッチング・レギュレータは負荷電流のステップに応答する
のに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUT
はΔILOAD • ESRに等しい大きさだけ即座にシフトします。
ここ
で、ESRはCOUT の等価直列抵抗です。さらに、ΔILOAD によ
りCOUT の充電または放電が開始され、レギュレータが VOUT
をその定常値に戻すために使う帰還誤差信号が発生します。
この回復時間にVOUT をモニタして、安定性に問題があること
を示すオーバーシュートやリンギングがないかチェックするこ
とができます。
3623f
16
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
動作
効率に関する検討事項
スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力
電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなりま
す。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであ
り、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断でき
る場合がよくあります。パーセント表示の効率は、次式で表す
ことができます。
% 効率 = 100%–(L1＋L2＋L3＋…)
ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表し
た個々の損失です。
回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、
LTC3623の回路の損失の大部分は、次の4つの主な損失要
因によって生じます。これらは、1)I2R 損失、2) 遷移損失、3)ス
イッチング損失、4)その他の損失です。
1．I2R 損失は、内部スイッチのDC 抵抗（RSW）、外部インダ
クタの抵抗（RL）、および基板のトレース抵抗（Rb）から
計算されます。連続モードでは、インダクタLを流れる平
均出力電流は内部の上側パワー MOSFETと下側パワー
MOSFETの間で
「こま切れ」
にされます。したがって、SWピ
ンを見たときの直列抵抗は、次式のように、上側 MOSFET
および下側 MOSFETの両方のRDS(ON)とデューティ・サイ
クル
（DC）
の関数になります。
RSW = RDS(ON)(TOP)(DC)＋RDS(ON)(BOT)(1-DC)
上側MOSFETと下側MOSFETのRDS(ON) は、両方とも
「標
準的性能特性」のグラフから求めることができます。した
がって、I2R 損失は次式で求められます。
I2R 損失 = IOUT2(RSW ＋RL + Rb)
2. 遷移損失は、スイッチ・ノードが遷移する間、
トップ・パワー
MOSFET が短時間飽和領域に留まることから生じます。こ
れは、入力電圧、負荷電流、内部パワー MOSFETのゲー
ト容量、内部ドライバの能力、およびスイッチング周波数に
依存します。
3．INTVCC の電流はパワー MOSFETドライバ電流および制
御回路電流の和です。パワー MOSFETドライバ電流は、パ
ワー MOSFETのゲート容量をスイッチングすることから発
生します。パワー MOSFETのゲートが L から H に切り
替わり、再び L に戻るたびに、電荷の塊 dQがVIN からグ
ランドに移動します。そのときのdQ/dtはINTVCC から流出す
る電流であり、一般にはDC 制御バイアス電流よりはるかに
大きくなります。連続モードでは、IGATECHG = fSW(QT ＋QB)
です。ここで、
QT およびQB は内蔵の上側および下側パワー
MOSFETのゲート電荷であり、fSW はスイッチング周波数
です。別の電源 (5V ∼ 6V)を使ってINTVCC をドライブし
ない限り、INTVCC はVIN によって給電される低損失レギュ
レータの出力なので、INTVCC の電流もVIN の電流として
現れます。
4．銅トレースの抵抗、内部負荷抵抗など、他の
「隠れた」損失
が電源システム全体のさらなる効率低下の原因になる可
能性があります。これらの
「システム」
レベルの損失をシステ
ムの設計段階で盛り込むことが非常に重要です。その他の
損失（デッドタイム中のダイオードの導通損失やインダクタ
のコア損失など）
は、一般には追加される全損失の2% 未
満にしかなりません。
熱に関する検討事項
大半のアプリケーションで、LTC3623は効率が高く、LTC3600
に使われている底面が露出したDFNパッケージやMSOPパッ
ケージの熱抵抗は低いので、大きな発熱はありません。ただ
し、高い周囲温度、高いVIN、高いスイッチング周波数、最大
出力電流負荷でLTC3623 が動作するアプリケーションでは、
放散される熱がデバイスの最大接合部温度を超えることがあ
ります。接合部温度が約 160˚Cに達すると、温度が約 15˚C 下
がるまで両方のパワースイッチがオフします。
LTC3623 が最大接合部温度を超えないようにするには、何ら
かの熱解析を行う必要があります。熱解析の目的は、電力損
失によりデバイスが最高接合部温度を超えるかどうかを判断
することです。温度上昇は次式で与えられます。
TRISE = PD • θJA
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
17
LTC3623
動作
一例として、VIN = 12V、IOUT = 5A、f = 1MHz、VOUT = 1.8V
のアプリケーションにLTC3623を使用する場合を検討します。
パワー MOSFETの等価抵抗 RSW は次のようになります。
RSW =RDS(ON)TOP •
1.8
10.2
•
12+RDS(ON)BOT 12
⎛ 1.8 ⎞
⎛ 10.2 ⎞
= 0.06 • ⎜ ⎟ +0.03 ⎜
⎟
⎝ 12 ⎠
⎝ 12 ⎠
= 0.0345Ω
無負荷で1MHz 強制連続動作の間のVIN 電流は約 6mAであ
り、それにはスイッチング損失と内部バイアス電流損失、遷移
損失、インダクタのコア損失、アプリケーション内の他の損失
が含まれます。したがって、デバイスによる全電力損失は次の
とおりです。
PD = IOUT2 • RSW ＋VIN • IVIN(No Load)
= 25A2 • 0.0345＋12V • 6mA
= 0.93W
QFN 5mm 3mm パッケージの接合部−周囲雰囲気間熱抵
抗 θJA は約 36˚C/Wです。したがって、周囲温度 25˚Cで動作
するレギュレータの接合部温度は、およそ次の値になります。
TJ = 0.93 • 36＋25 = 59˚C
上の接合部温度は25˚CでのRDS(ON) から得られたことに留
意すると、RDS(ON) は温度に依存して増加するので、より大き
なRDS(ON) に基づいて接合部温度を再計算することもできま
す。RSW が 59˚Cで25% 増加したと仮定して計算しなおすと、
70˚Cの新しい接合部温度が得られますが、依然としてサーマ
ル・シャットダウンや最大定格許容接合部温度からは遠く離
れています。
レイアウトに関する検討事項
プリント回路基板をレイアウトするときには、以下のチェックリ
ストを使用してLTC3623 が正しく動作するようにします。レイ
アウトでは、以下の項目をチェックしてください。
1. コンデンサCIN は電源 VINと電源グランドにできるだけ近
づけて接続されていますか。これらのコンデンサは内蔵の
パワーMOSFETとそれらのドライバにAC電流を供給します。
2. COUTとL1は近づけて接続されていますか。COUT の
（-）電
極はPGNDとCIN の
（-）電極に電流を戻します。
3. ISETの抵抗のグランド端子は他の静かな信号グランド
に接続する必要があり、電源グランドに一点接続します。
ISETの抵抗はSWラインのようなノイズの多い部品やトレー
スから離して配置し、配線し、トレースをできるだけ短くし
ます。
4. 影響を受けやすい部品はSWピンから遠ざけてください。
ISET 抵抗、RT 抵抗、補償コンデンサのCCとCITH、全ての
抵抗 R1、R3および RC、さらにINTVCC バイパス・コンデン
サは、SWトレースおよびインダクタL1 から離して配線しま
す。
5. グランド・プレーンが望ましいのですが、それが利用できな
ければ信号グランドと電源グランドを分離し、小さな信号
部品は1 点で信号グランドに戻し、この1 点を最小の抵抗
で、露出した底面のところで電源グランドに接続します。
全ての層の未使用領域は銅で覆ってください。これにより、電
力部品の温度上昇が小さくなります。これらの銅領域は入力
電源（VIN またはGND）
の1つに接続します。
設計例
設計例として、次の仕様のアプリケーションでLTC3623を使
用する場合を考えます。
VIN = 10.8V to 13.2V, VOUT = 1.8V, IOUT(MAX) = 5A,
IOUT(MIN) = 500mA, fSW = 2MHz
高負荷電流と低負荷電流の両方で効率が重要なので、不連
続動作を利用します。まず、2MHzのスイッチング周波数に対
応する正しいRT 抵抗値を特性曲線から選択します。それを基
準にすると、RT は16.5kになります。次に、最大 VIN で約 40%
のリップル電流になるようにインダクタ値を計算します。
⎛ 1.8V ⎞⎛ 1.8V ⎞
L =⎜
⎟⎜1–
⎟ = 0.39µH
⎝ 2MHz • 2A ⎠⎝ 13.2V ⎠
最も近い標準値のインダクタは0.33µHです。
3623f
18
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
動作
COUT は、出力電圧リップルの要件を満たすのに必要なESR
と、ループの安定性を確保するのに必要なバルク容量に基づ
いて選択します。このデザインでは、47μFセラミック・コンデン
サを1 個使用します。
CIN は次の最大電流定格を満たすサイズのものにします。
⎛ 1.8V ⎞ ⎛ 13.2V ⎞
IRMS = 5A ⎜
–1
⎝ 13.2V ⎟⎠ ⎜⎝ 1.8V ⎟⎠
1/2
= 1.7A
ほとんどのアプリケーションでは、VIN ピンを22μFセラミック・
コンデンサでデカップリングすれば十分です。
3623 F04
3623 F03
図 3．PCBレイアウト̶上面
図 4．PCBレイアウト
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
19
LTC3623
標準的応用例
図 5．差動リモート検出を備える12V から1.2V への 1MHz 降圧レギュレータ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
BOOST
LTC3623
RUN
0.1µF
VIN_REG
50µA
ERROR
AMP
MODE/SYNC
100k
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
PGOOD
1µH
SW
47µF
PGND
GSNS
VOUT
RT
INTVCC
ISET
IMON
ITH
33.2k
0.1µF
24.3k
10k
10k
10nF
10k
REMOTE SENSE GROUND
AT OUTPUT LOAD
PGFB
10pF
4.7µF
VOUT
1.2V
5A
10k
470pF
3623 F05
図 6．ケーブル電圧降下補償を備える12V から2.5V への 1MHz 降圧レギュレータ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
BOOST
LTC3623
RUN
VIN_REG
0.1µF
50µA
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
SW
2.2µH
RCABLE
50mΩ
47µF
VOUT
2.5V/5A
5A
LOAD
PGND
GSNS
VOUT
INTVCC RT PGFB
ISET
IMON
ITH
45.2k
4.7µF
0.1µF
4.99k
RCABLE
50mΩ
10pF
10k
470pF
10nF
3623 F06
3623f
20
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
標準的応用例
図 7．入力電源レギュレーション・ループを備える12V から3.3V への 1MHz 降圧レギュレータ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
RDIR1
45.2k
RRUN1
49.9k
SVIN
PVIN
RUN
RRUN2
10k
0.1µF
50µA
VIN_REG
RDIR2
10k
BOOST
LTC3623
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
3.3µH
SW
COUT
4700µF
PGND
GSNS
VOUT
3.3V/5A
VOUT
INTVCC
RT PGFB
ISET
IMON
ITH
10pF
4.7µF
66.5k
0.1µF
10k
470pF
3623 F07
入力電圧の維持
SW
VIN
IL
VOUT
3623 F07a
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
21
LTC3623
標準的応用例
図 8．12V から10A への 2 相単一出力レギュレータ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
BOOST
LTC3623
RUN
VIN_REG
0.1µF
50µA
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
1µH
SW
47µF
PGND
GSNS
VOUT
INTVCC
RT
PGFB
ISET
4.7µF
IMON
ITH
10k
10k
10pF
10nF
VOUT
3.3V
10A
470pF
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
BOOST
LTC3623
RUN
VIN_REG
0.1µF
50µA
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
LTC3623
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
1µH
SW
47µF
PGND
GSNS
VOUT
INTVCC
RT
PGFB
ISET
IMON
ITH
4.7µF
33.2k
V+
OUT2
OUT1
MOD
LTC6908-1*
GND
0.1µF
10k
10nF
10pF
INTVCC
100k
SET
*EXTERNAL CLOCK FOR FREQUENCY SYNCHRONIZATION IS RECOMMENDED
3623 F08
3623f
22
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
標準的応用例
図 9．プログラム可能な 5A 電流源
IOUT
VIN
22µF
x2
1Ω
0.1µF
5A
SVIN
PVIN
BOOST
LTC3623
RUN
50µA
VIN_REG
0.1µF
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
1µH
SW
0.5
0.1Ω
IOUT
0A TO 5A
47µF
PGND
GSNS
VSHUNT
0
VOUT
INTVCC RT
ISET
PGFB
IMON
ITH
10pF
4.7µF
10k
10k
470pF
LTC2054
VSHUNT
3623 F09
+
–
0 TO 0.5V
+
–
BSC019N02KS
10k
図 10．12V 入力 /-1V 出力の 1MHz 降圧レギュレータ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
LTC3623
BOOST
RUN
5V
0V
0V
5V
0.1µF
50µA
MODE/SYNC
ERROR
AMP
VIN_REG
PGOOD
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
1µH
SW
COUT
47µF
PGND
GSNS
VOUT
–1V
VOUT
INTVCC
RT PGFB
ISET
IMON
ITH
10pF
4.7µF
20k
0.1µF
10k
470pF
3623 F10
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
23
LTC3623
標準的応用例
図 11．設定可能な制御付きLEDドライバ
IOUT
VIN
22µF
x2
1Ω
0.1µF
3A
SVIN
PVIN
LTC3623
BOOST
RUN
VIN_REG
SW
50µA
0.1µF
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
1µH
PGFB
IMON
ISET
+
–
5.23k
1nF
10k
LTC2054
+
–
ITH
10pF
4.7µF
VSHUNT
IOUT
0A TO 3A
VOUT
INTVCC RT
0V TO 0.3V
0.3
0.1Ω
22µF
PGND
GSNS
VSHUNT
0
BSC019N02KS
3623 F11
10k
3623f
24
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
LTC3623
標準的応用例
図 12．高効率 12V オーディオ・ドライバ
VIN
12V
22µF
x2
1Ω
0.1µF
SVIN
PVIN
LTC3623
BOOST
10µF
RUN
50µA
VIN_REG
0.1µF
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
4.7µH
SW
4.7µF
PGND
GSNS
8Ω SPEAKER
10µF
VOUT
INTVCC
RT
PGFB
ISET
IMON
ITH
10nF
3.01k
4.7µF
AUDIO
SIGNAL
121k
220pF
3623 F12
3623f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
25
VIN
22µF
x2
0.1µF
26
詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3623
4.7µF
ISET
0.1µF
PVIN
50µA
INTVCC RT PGFB
GSNS
PGOOD
MODE/SYNC
VIN_REG
RUN
SVIN
1Ω
0 to 121k
12.1k
ERROR
AMP
LTC3623
10pF
ITH
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
SW
VOUT
PGND
IMON
470pF
10k
BOOST
10µF
2.2µH LDO OUTPUT + 0.6V
0.1µF
図 13．低ノイズの降圧レギュレータ
IN
3623 F13
SET
0.1µF
LT3083
VCONTROL
10µF
909Ω*
*OPTIONAL FOR MINIMUM
1mA LOAD REQUIREMENT
OUT
LDO OUTPUT
0V TO 12V
IMAX = 3A
LTC3623
標準的応用例
3623f
LTC3623
パッケージ寸法
最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC3623#packagingを参照してください。
UDD Package
24-Lead Plastic QFN (3mm × 5mm)
(Reference LTC DWG # 05-08-1833 Rev Ø)
0.70 ±0.05
3.50 ±0.05
2.10 ±0.05
3.65 ±0.05
1.50 REF
1.65 ±0.05
PACKAGE OUTLINE
0.25 ±0.05
0.50 BSC
3.50 REF
4.10 ±0.05
5.50 ±0.05
RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONS
APPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED
3.00 ±0.10
0.75 ±0.05
1.50 REF
23
R = 0.05 TYP
PIN 1 NOTCH
R = 0.20 OR 0.25
× 45° CHAMFER
24
0.40 ±0.10
PIN 1
TOP MARK
(NOTE 6)
5.00 ±0.10
1
2
3.65 ±0.10
3.50 REF
1.65 ±0.10
(UDD24) QFN 0808 REV Ø
0.200 REF
0.00 – 0.05
R = 0.115
TYP
0.25 ±0.05
0.50 BSC
BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD
注記：
1. 図は JEDEC のパッケージ外形ではない
2. 図は実寸とは異なる
3. 全ての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは
（もしあれば）
各サイドで 0.15mm を超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない
3623f
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は
一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は
あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
27
LTC3623
標準的応用例
図 14．DDR 終端用の高効率の 5A VTT 電源
VIN
5V
22µF
x2
0.1µF
PVIN
SVIN
LTC3623
VDD
2.5V
0.1µF
BOOST
RUN
50µA
VIN_REG
ERROR
AMP
MODE/SYNC
PGOOD
PWM
CONTROL
AND
SWITCH
DRIVER
1µH
SW
VTT
1.25V
±5A
47µF
PGND
GSNS
VOUT
INTVCC
RT PGFB
IMON
ISET
ITH
10pF
4.7µF
24.9k
0.1µF
10k
470pF
3623 F14
関連製品
製品番号
LTC3600
説明
15V、1.5A（IOUT）、同期整流式レール・トゥ・レール降
圧 DC/DCコンバータ
15V、1.5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコ
ンバータ
注釈
96%の効率、VIN：4V ∼ 15V、VOUT(MIN) = 0V、IQ = 700μA、
3mm 3mm DFN-12および MSOP-12E パッケージ
95%の効率、VIN：4.5V ∼ 15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 300μA、
ISD < 1μA、4mm 4mm QFN-20および MSOP-16E パッケージ
LTC3603
15V、2.5A（IOUT）、3MHz 同期整流式降圧 DC/DCコ
ンバータ
95%の効率、VIN：4.5V ∼ 15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 75μA、
ISD < 1μA、4mm 4mm QFN-20および MSOP-16E パッケージ
LTC3633/
LTC3633A
IQ = 500μA、
15V/20V、デュアル3A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 95%の効率、VIN：3.6V∼15V/20V、VOUT(MIN) = 0.6V、
DC/DCコンバータ
ISD < 15μA、4mm 5mm QFN-28および TSSOP-28E パッケージ
LTC3605/
LTC3605A
15V/20V、5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DC
コンバータ
95%の効率、VIN：4V ∼ 15V/20V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 2mA、
ISD < 15μA、4mm 4mm QFN-24および MSOP-16E パッケージ
LTC3604
15V、2.5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコ
ンバータ
95%の効率、VIN：3.6V ∼ 15V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 300μA、
ISD < 14μA、3mm 3mm QFN-16および MSOP-16E パッケージ
LT3080
並列接続可能な1.1A、低ノイズ、低ドロップアウト・リ
ニア・レギュレータ
LTC3601
LT3083
ドロップアウト電圧：300mV（2 電源動作）、低ノイズ = 40μVRMS、
VIN：1.2V∼36V、VOUT：0V∼35.7V、MSOP-8、3mm 3mm DFNパッ
ケージ
単一抵抗型の可変 3A 低ドロップアウト・レギュレータドロップアウト電圧：310mV、低ノイズ40μVRMS、VIN：1.2V ∼ 23V、
VOUT：0V ∼ 22.7V、4mm 4mm DFN、TSSOP-16E パッケージ
広い入力電圧範囲：3.4V ∼ 60V、広いVOUT の範囲：0V ∼ 28V、
1つの抵抗によるVOUT の設定、12VIN および –5VOUT での効率：
92%、安定化 IQ：440μA、シャットダウン時 IQ：15μA、28ピン
（4mm
5mm）
QFN パッケージおよび TSSOP パッケージ
LTC7149
反転入力用の60V、4A 同期整流式降圧レギュレータ
LTC3649
レール・トゥ・レールの設定可能な出力を備える60V、広い入力電圧範囲：3.1V ∼ 60V、広いVOUT の範囲：0V ∼（VIN –
0.5V）、1つの抵抗によるVOUT の設定、12VIN および 5VOUT での効
4A 同期整流式降圧レギュレータ
率：95%、安定化IQ：440μA、
シャットダウン時IQ：15μA、28ピン
（4mm
5mm）QFN パッケージおよび TSSOP パッケージ
3623f
28
リニアテクノロジー株式会社
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